<?page no="0"?> Dieter Eberlein Grundlagen der Lichtwellenleitertechnik Studienausgabe Grundlagen der Lichtwellenleitertechnik Eberlein Dies ist ein utb-Band aus dem expert verlag. utb ist eine Kooperation von Verlagen mit einem gemeinsamen Ziel: Lehr- und Lernmedien für das erfolgreiche Studium zu veröffentlichen. utb-shop.de QR-Code für mehr Infos und Bewertungen zu diesem Titel Die moderne Kommunikations- und Informationstechnik verlangt immer größere Übertragungsbandbreiten und verstärkungsfrei überbrückbare Streckenlängen. Die Anforderungen an die Störsicherheit wachsen bei steigenden Störpegeln. Diese teilweise gegensätzlichen Forderungen können nur durch Nachrichtenübertragung mit Lichtwellenleitern (LWL) gut erfüllt werden. Das Buch gibt eine Einführung in die Lichtwellenleitertechnik. Der Stoff wird theoretisch fundiert aufbereitet, dann wird der Bogen gespannt bis hin zu konkreten praktischen Beispielen und Anwendungen. Die Leser können den Stoff unmittelbar auf ihre Problemstellungen anwenden. Viele neue Entwicklungen wurden berücksichtigt, wie aktuelle Normen, neue Fasertypen, Fiber-to-the-Home/ Building, neue Aspekte bei der lösbaren und nichtlösbaren Verbindungstechnik sowie Trends der optischen Nachrichtenübertragung. Elektrotechnik | Technik Ingenieurwissenschaften ,! 7ID8C5-cfhedj! ISBN 978-3-8252-5743-9 57439 Eberlein_L-5743.indd 1 57439 Eberlein_L-5743.indd 1 26.07.21 09: 38 26.07.21 09: 38 <?page no="2"?> utb 5743 Eine Arbeitsgemeinschaft der Verlage Brill | Schöningh - Fink · Paderborn Brill | Vandenhoeck & Ruprecht · Göttingen - Böhlau Verlag · Wien · Köln Verlag Barbara Budrich · Opladen · Toronto facultas · Wien Haupt Verlag · Bern Verlag Julius Klinkhardt · Bad Heilbrunn Mohr Siebeck · Tübingen Narr Francke Attempto Verlag - expert verlag · Tübingen Ernst Reinhardt Verlag · München transcript Verlag · Bielefeld Verlag Eugen Ulmer · Stuttgart UVK Verlag · München Waxmann · Münster · New York wbv Publikation · Bielefeld Wochenschau Verlag · Frankfurt am Main <?page no="4"?> Dieter Eberlein Grundlagen der Lichtwellenleitertechnik Studienausgabe expert verlag · Tübingen <?page no="5"?> © 2021 · expert verlag GmbH Dischingerweg 5 · D-72070 Tübingen Das Werk einschließlich aller seiner Teile ist urheberrechtlich geschützt. Jede Verwertung außerhalb der engen Grenzen des Urheberrechtsgesetzes ist ohne Zustimmung des Verlages unzulässig und strafbar. Das gilt insbesondere für Vervielfältigungen, Übersetzungen, Mikroverfilmungen und die Einspeicherung und Verarbeitung in elektronischen Systemen. Alle Informationen in diesem Buch wurden mit großer Sorgfalt erstellt. Fehler können dennoch nicht völlig ausgeschlossen werden. Weder Verlag noch Autoren oder Herausgeber übernehmen deshalb eine Gewährleistung für die Korrektheit des Inhaltes und haften nicht für fehlerhafte Angaben und deren Folgen. Internet: www.expertverlag.de eMail: info@expert.verlag CPI books GmbH, Leck utb-Nr. 5743 ISBN 978-3-8252-5743-9 (Print) ISBN 978-3-8385-5743-4 (ePDF) Umschlagabbildung: © iStock.com/ Thomas-Soellner Bibliografische Information der Deutschen Nationalbibliothek Die Deutsche Nationalbibliothek verzeichnet diese Publikation in der Deutschen Nationalbibliografie; detaillierte bibliografische Daten sind im Internet über http: / / dnb.dnb.de abrufbar. <?page no="6"?> 1 11 1.1 11 1.1.1 12 1.1.2 13 1.1.3 15 1.1.4 17 1.1.5 20 1.1.6 27 1.2 28 1.2.1 28 1.2.2 33 1.2.3 39 1.2.4 45 1.2.5 47 1.2.6 56 1.2.7 57 1.2.8 58 1.2.9 59 1.2.10 62 1.2.11 62 1.2.12 66 1.2.13 67 1.2.14 72 1.2.15 84 1.2.16 94 1.3 95 1.3.1 96 1.3.2 98 1.3.3 99 1.4 105 2 107 2.1 107 Inhalt Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik . . . . . . . . . . Prinzip der optischen Informationsübertragung . . . . . . . . . . . . . . . . . . Vor- und Nachteile der LWL-Übertragung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Elektromagnetisches Spektrum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Signalausbreitung im Lichtwellenleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Dämpfung im Lichtwellenleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Stufenprofil-Lichtwellenleiter und Modendispersion . . . . . . . . . . . . . . Gradientenprofil-Lichtwellenleiter und Profildispersion . . . . . . . . . . . Vergrößerung Bandbreite-Längen-Produkt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Biegeunempfindliche Multimode-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Standard-Singlemode-LWL und chromatische Dispersion . . . . . . . . . . Singlemode-Lichtwellenleiter mit reduziertem Wasserpeak . . . . . . . . Dispersionsverschobener Singlemode-Lichtwellenleiter . . . . . . . . . . . Cut-off shifted Lichtwellenleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Non-zero dispersion shifted Lichtwellenleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . NZDSF für erweiterten Wellenlängenbereich . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Lichtwellenleiter mit reduzierter Biegeempfindlichkeit . . . . . . . . . . . . Kategorien von Singlemode-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Trends bei der Faserentwicklung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Polarisationsmodendispersion (PMD) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Alterung von Lichtwellenleitern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Optoelektronische Bauelemente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Elektrooptische Wechselwirkungen im Halbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . Sender und Empfänger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Transceiver . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Literatur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Allgemeine Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . <?page no="7"?> 2.2 108 2.2.1 109 2.2.2 110 2.3 111 2.3.1 111 2.3.2 112 2.3.3 113 2.3.4 114 2.4 114 2.5 115 2.6 117 2.6.1 117 2.6.2 118 2.7 120 2.7.1 120 2.7.2 122 2.8 124 3 127 3.1 127 3.2 129 3.2.1 129 3.2.2 130 3.2.3 132 3.2.4 139 3.3 139 3.3.1 140 3.3.2 142 3.3.3 148 3.3.4 150 3.3.5 151 3.3.6 152 3.4 152 3.4.1 152 3.4.2 156 3.4.3 161 3.4.4 165 3.4.5 169 Koppelverluste zwischen Lichtwellenleitern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Verluste zwischen Multimode-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Verluste zwischen Singlemode-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Stirnflächenkontakt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Stecker mit ebener Stirnfläche . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Stecker mit physischem Kontakt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schrägschliffstecker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . APC/ HRL-Stecker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Verdrehsicherung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Stift-Hülse-Prinzip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Verringerung der Steckerdämpfung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ablageverfahren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Prägeverfahren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zur Kompatibilität von geprägten und getunten 0,1 dB-Steckern . . . . Einfluss der Technologie auf die geometrischen Parameter . . . . . . . . . Mischung von geprägten Steckern mit getunten Steckern . . . . . . . . . . Dämpfungs- und Reflexionsklassen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Lichtwellenleiter-Messtechnik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Allgemeine Hinweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Messung von Leistungen und Dämpfungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Definierte Anregung des Multimode-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Leistungsmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Dämpfungsmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Optische Rückstreumessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Prinzip der Rückstreumessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Rückstreukurve als Messergebnis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Interpretation der Ereignistabelle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Reflektierende Ereignisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Überlagerung mehrerer Reflexionen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Analyse von Rückstreudiagrammen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Interpretation der Rückstreukurve . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Auswertung problematischer Rückstreudiagramme . . . . . . . . . . . . . . . Kopplung von Singlemode-LWL mit unterschiedlichen Modenfelddurchmessern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Geisterreflexionen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6 Inhalt <?page no="8"?> 4 171 4.1 171 4.2 174 4.2.1 174 4.2.2 175 4.2.3 181 4.3 182 4.4 182 4.5 183 4.5.1 184 4.5.2 184 4.5.3 185 4.5.4 185 4.5.5 186 4.5.6 187 4.5.7 190 5 191 5.1 191 5.2 192 5.3 195 5.4 198 5.4.1 198 5.4.2 200 5.4.3 201 5.4.4 203 5.5 203 5.5.1 203 5.5.2 205 5.5.3 206 5.6 207 6 209 6.1 209 6.2 210 6.2.1 210 6.2.2 213 6.2.3 214 6.2.4 216 6.2.5 218 Fiber to the Home/ Building . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Anforderungen an die Bandbreite . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Netzstrukturen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ethernet-Punkt-zu-Punkt (EP2P) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Punkt-zu-Multi-Punkt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Vergleich der Varianten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Offene Infrastruktur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Wellenlängenbelegung bei FTTx . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Normen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gigabit-PON . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gigabit-Ethernet-PON . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Next-Generation PON . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Downstream 10 Gbit/ s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . TWDM-PON . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Wellenlängenmultiplex-PON (P2P WDM-PON) . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung FTTx-Varianten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Allgemeine Regeln . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Planung des Dämpfungsbudgets . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Pegeldiagramm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Dispersion in Lichtwellenleitern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Chromatische Dispersion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Dispersionstoleranz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Kompensation der chromatischen Dispersion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Chromatische Dispersion bei Fasermischungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . Systemplanung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Einkanalübertragung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Grobes Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Dichtes Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Trends der optischen Nachrichtenübertragung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Wichtige aktuelle Entwicklungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Dichtes Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zwei Wege zum hochbitratigen System . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Grundlagen Dichtes Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Bandbreite und Wellenlänge . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Genormtes Raster . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Anforderungen an die Komponenten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 Inhalt <?page no="9"?> 6.3 230 6.3.1 230 6.3.2 232 6.3.3 233 6.3.4 235 6.3.5 236 6.3.6 237 6.4 239 6.5 240 6.6 241 6.7 242 6.7.1 242 6.7.2 243 6.7.3 244 6.7.4 244 6.7.5 247 6.8 248 6.9 249 7 251 7.1 251 7.2 256 7.3 259 272 278 285 Grobes Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Einsatzfälle für Grobes Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Normung Grobes Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Erschließung des gesamten Wellenlängenbereiches . . . . . . . . . . . . . . . Anforderungen an die Komponenten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . DWDM-over-CWDM-Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Passives und aktives Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Probleme beim Übergang zu höheren Datenraten . . . . . . . . . . . . . . . . . Bauelemente für flexible optische Netze . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Weiterentwicklung der Modulationsverfahren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Grundlagen der Modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Herkömmliche Modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Höherwertige Modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Beispiel für Modulationsverfahren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Fortgeschrittene Übertragungsverfahren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Datenraten größer als 100 Gbit/ s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung und Ausblick . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Anhang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Abkürzungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Formelzeichen und Maßeinheiten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Fachbegriffe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Register . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Abbildungsverzeichnis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Tabellenverzeichnis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 Inhalt <?page no="10"?> Vorwort Die Bundesregierung beschloss bis zum Jahr 2025 die Schaffung einer Gigabit-fähigen Infrastruktur. Das erfordert enorme Anstrengungen im Breitbandausbau. Große Streckenlängen und hohe Datenraten können ausschließlich mit Lichtwellen‐ leitern realisiert werden. Nur der Lichtwellenleiter ermöglicht eine Infrastruktur, die auch die Anforderungen der nächsten Jahrzehnte erfüllt. Neben Weitverkehrsanwendungen dringt die Faser zunehmend in die Fläche ein. Die Fasern enden immer dichter an den Wohnungen, Büros und Funkmasten. Ein Gigabit/ Sekunde Bandbreite beim Teilnehmer ist bereits Realität. Die Errichtung von 5G-Netzen erfordert einen engmaschigen Ausbau der LWL-Netze. Die Faser wird genutzt, um die Daten an den Antennen zu sammeln bzw. zu verteilen. Auch in Rechenzentren spielt der Lichtwellenleiter eine große Rolle. Dort müssen zunehmend höhere Bandbreiten übertragen werden. Durch Wellenlängenmultiplex, moderne Modulationsverfahren, Polarisationsmulti‐ plex und kohärente Empfänger können riesige Datenmengen über Lichtwellenleiter übertragen werden. 800 Gbit/ s-Systeme (pro Wellenlänge) wurden bereits realisiert. Das vorliegende Buch spannt den Bogen von einer ausführlichen Abhandlung der Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik über lösbare Verbindungstechnik, LWL-Messtechnik, Fiber-to-the-Home/ Building und Planung bis zu den Trends der optischen Nachrichtenübertragung. Ich möchte mich ganz herzlich bei meiner Frau Regine Eberlein für die kritische Durchsicht der Texte und meiner Tochter Julia Wychlacz für die Bearbeitung der Zeichnungen bedanken. Dresden, Januar 2021 Dieter Eberlein <?page no="12"?> 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik Der Lichtwellenleiter (LWL) durchdringt alle Lebensbereiche und löst zunehmend den Kupferleiter ab: ■ Der Kunststoff-LWL (POF: Polymer Optical Fiber) dient der Kurzstreckenübertra‐ gung. Er wird millionenfach im PKW oder im Wohnbereich eingesetzt. ■ Der PCF-LWL (PCF: Polymer Cladded Fiber) wird vor allem im industriellen Bereich mit starken elektromagnetischen Störungen verwendet. ■ Herkömmliche Gradientenprofil-LWL dienen der Inhouse-Verkabelung bei gerin‐ gen Anforderungen an die Bandbreite. ■ Gradientenprofil-LWL mit optimiertem Brechzahlprofil sind für die breitbandige Inhouse-Verkabelung (Gigabit-Ethernet, 10 Gigabit-Ethernet, 40 Gigabit-Ethernet, 100 Gigabit-Ethernet) speziell in Rechenzentren geeignet. ■ Mit Hilfe des Wellenlängenmultiplex (WDM: Wavelength Division Multiplex, CWDM: Coarse Wavelength Division Multiplex, DWDM: Dense Wavelength Division Multiplex) gelingt es, die Übertragungskapazität des Lichtwellenleiters zu vervielfachen und damit riesige Übertragungskapazitäten zu erreichen. ■ Weltweit hat FTTH (Fiber to the Home) bzw. FTTB (Fiber to the Building) eine sehr große Bedeutung erlangt. Privathaushalte erhalten über einen Lichtwellenleiter direkt breitbandige Dienste wie Sprache, Daten und Video. 1 Gbit/ s-Netze sind mittlerweile verfügbar. ■ 5G erfordert massiven Ausbau der LWL-Netze. 1.1 Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik In diesem Abschnitt beschreiben wir die physikalischen Grundlagen der Lichtwellen‐ leiter-Technik. Ausgehend vom Prinzip der optischen Informationsübertragung wer‐ den die wesentlichen Bestandteile eines solchen Systems erläutert und die wichtigsten Vorteile gegenüber herkömmlichen Übertragungssystemen herausgestellt. Auch die Ursachen für die Begrenzung der Leistungsfähigkeit von LWL-Systemen werden erwähnt. Die Darstellung des elektromagnetischen Spektrums zeigt, wo der optische Bereich, der für die LWL-Übertragung genutzt wird, einzuordnen ist. Das Prinzip der Signalausbreitung im Multimode-LWL wird anhand der Totalreflexion veranschaulicht. Um diese zu gewährleisten, müssen bestimmte Anforderungen an den Aufbau des Lichtwellenleiters und bei der Einkopplung des Lichts erfüllt werden. <?page no="13"?> So ist innerhalb eines Akzeptanzkegels einzukoppeln. Die Einführung des Begriffes der numerischen Apertur des Lichtwellenleiters zeigt, wodurch dieser Akzeptanzkegel beeinflusst wird. Schließlich wird die Dämpfung definiert, typische Dämpfungseffekte im Lichtwellen‐ leiter erläutert und ihre Auswirkungen auf den spektralen Dämpfungsverlauf gezeigt. 1.1.1 Prinzip der optischen Informationsübertragung Die optische Informationsübertragung ist mit Hilfe von Lichtwellenleitern oder über die Freiraumausbreitung möglich. Die nachfolgenden Betrachtungen beziehen sich ausschließlich auf den Lichtwellenleiter. Ein elektrisches Signal moduliert in einem Sendemodul einen optischen Träger und erzeugt damit ein optisches Signal. Die Modulation kann analog oder digital erfolgen. Der Sender muss sehr kleine Abmessungen haben, um effektiv in den kleinen Kern des Lichtwellenleiters einkoppeln zu können. Darüber hinaus muss das Bauelement mit sehr hohen Datenraten (bis in den Gigabit-Bereich) ansteuerbar sein. Diese Anforderungen können von herkömmlichen Bauelementen (zum Beispiel Glühbirne) nicht erfüllt werden. Es wurden optoelektronische Bauelemente auf der Basis von Halbleitermaterialien entwickelt, die die genannten Kriterien erfüllen. Als Sender kommen Lumineszenzdio‐ den oder Laserdioden zum Einsatz. Das optische Signal der Senderdiode wird in den Lichtwellenleiter eingekoppelt. Es ist auf eine hohe Qualität der Einkopplung zu achten, um die Koppelverluste möglichst gering zu halten. Das Prinzip der optischen Informationsübertragung wird in Bild 1.1 dargestellt. 2 Schließlich wird die Dämpfung definiert, typische Dämpfungseffekte im Lichtwellenleiter erläutert und ihre Auswirkungen auf den spektralen Dämpfungsverlauf gezeigt. 1.1.1 Prinzip der optischen Informationsübertragung Die optische Informationsübertragung ist mit Hilfe von Lichtwellenleitern oder über die Freiraumausbreitung möglich. Die nachfolgenden Betrachtungen beziehen sich ausschließlich auf den Lichtwellenleiter. Ein elektrisches Signal moduliert in einem Sendemodul einen optischen Träger und erzeugt damit ein optisches Signal. Die Modulation kann analog oder digital erfolgen. Der Sender muss sehr kleine Abmessungen haben, um effektiv in den kleinen Kern des Lichtwellenleiters einkoppeln zu können. Darüber hinaus muss das Bauelement mit sehr hohen Datenraten (bis in den Gigabit-Bereich) ansteuerbar sein. Diese Anforderungen können von herkömmlichen Bauelementen (zum Beispiel Glühbirne) nicht erfüllt werden. Es wurden optoelektronische Bauelemente auf der Basis von Halbleitermaterialien entwickelt, die die genannten Kriterien erfüllen. Als Sender kommen Lumineszenzdioden oder Laserdioden zum Einsatz. Das optische Signal der Senderdiode wird in den Lichtwellenleiter eingekoppelt. Es ist auf eine hohe Qualität der Einkopplung zu achten, um die Koppelverluste möglichst gering zu halten. Das Prinzip der optischen Informationsübertragung wird in Bild 1.1 dargestellt. Sender Empfänger Lichtwellenleiter Modulation Verstärkung digital analog Demodulation Lumineszenzdiode Laserdiode Photodiode - PIN - Lawinen Multimode-LWL - Stufenprofil - Gradientenprofil Singlemode-LWL Eingang Ausgang Sendemodul Empfängermodul Bild 1.1: Prinzip der optischen Informationsübertragung Der Lichtwellenleiter kann für geringe Anforderungen ein Multimode-Stufenprofil- LWL, beispielsweise ein Kunststoff-LWL oder ein PCF (Polymer Cladding Fiber) sein. Für höhere Anforderungen kommt der Gradientenprofil-LWL zum Einsatz. Höchste Bild 1.1: Prinzip der optischen Informationsübertragung 12 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="14"?> Der Lichtwellenleiter kann für geringe Anforderungen ein Multimode-Stufenpro‐ fil-LWL, beispielsweise ein Kunststoff-LWL oder ein PCF (Polymer Cladding Fiber) sein. Für höhere Anforderungen kommt der Gradientenprofil-LWL zum Einsatz. Höchste Anforderungen bezüglich Dämpfung und Dispersion erfüllen Single‐ mode-LWL (vergleiche Abschnitt 1.2.5). Am Ende der Übertragungsstrecke wird das optische Signal mit Hilfe des Empfängers in ein elektrisches Signal gewandelt, gegebenenfalls verstärkt und demoduliert. Die optisch-elektrische Wandlung übernimmt eine PINbzw. Lawinen-Photodiode. Das Übertragungssystem kann dämpfungsbegrenzt oder dispersionsbegrenzt sein. Dämpfungsbegrenzung heißt, dass die maximal realisierbare Streckenlänge durch die Dämpfung im System begrenzt wird. Genauer gesagt: Die am Empfänger ankommende Leistung darf einen bestimmten Wert nicht unterschreiten, damit das Signal noch fehlerfrei oder mit einer noch zulässigen Fehlerrate detektiert werden kann. Die Dämpfungsbegrenzung wird nicht nur durch eine zu hohe Streckendämpfung verursacht, auch die Höhe der eingekoppelten Leistung und die Empfindlichkeit des Empfängers spielen eine wichtige Rolle. Dispersionsbegrenzung heißt, dass die maximal realisierbare Streckenlänge durch die Dispersion im System begrenzt wird. Dispersion verursacht eine Impulsverbreite‐ rung während der Ausbreitung entlang des Lichtwellenleiters. Die Auswahl der geeigneten Komponenten (Typ des Senders, Lichtwellenleiters und Empfängers) wird durch die jeweiligen Anforderungen an das Übertragungssystem bestimmt. Dabei ist es sinnlos, einen hohen Aufwand zur Reduktion der Dämpfung zu treiben, wenn das System dispersionsbegrenzt ist und umgekehrt. Bei der Erfüllung der beiden Forderungen sollte man optimieren (vergleiche Kapitel 5). 1.1.2 Vor- und Nachteile der LWL-Übertragung LWL-Übertragungssysteme haben im Vergleich zu konventionellen, also auf Kupfer‐ kabeln basierenden Systemen eine Reihe gravierender Vorteile. Mit elektrischen Multiplexverfahren werden heute 2,5 Gbit/ s-, 10 Gbit/ s-, 40 Gbit/ s- oder 100 Gbit/ s-Signale erzeugt. Mit optischen Multiplexverfahren (Wellenlängenmul‐ tiplex) können diese Signale erneut gebündelt werden, so dass bereits Übertragungska‐ pazitäten von mehr als 10 Tbit/ s auf einem einzigen Lichtwellenleiter realisiert werden können. Die theoretische Bandbreite des Koaxialkabels liegt bei 1 GHz, die des Lichtwellenlei‐ ters bei 50 THz. Das entspricht einem Faktor 50.000! Deshalb ist der Lichtwellenleiter das Übertragungsmedium der Zukunft! 13 1.1 Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="15"?> Die geringen Verluste des Lichtwellenleiters ermöglichen eine optische Übertragung über mehr als 100 km. In Verbindung mit optischen Verstärkern ist es möglich, mehrere 1000 km über einen Lichtwellenleiter rein optisch zu übertragen. Die Dämpfung des Lichtwellenleiters hängt im Gegensatz zum Kupferleiter nicht von der Bandbreite des übertragenen Signals ab. Hier zeigt der Lichtwellenleiter seine Überlegenheit vor allem im Teilnehmerbereich. Die Dämpfung des Kupferleiters steigt mit zunehmender Bandbreite an und ermöglicht nur Streckenlängen von wenigen Hundert Metern. Da der Lichtwellenleiter ein Isolator ist, ermöglicht er eine Potenzialtrennung zwischen Sender und Empfänger. Es treten keine Potenzialausgleichsströme auf. Es besteht kein Zerstörungsrisiko der angeschlossenen Geräte bei Blitzeinschlägen. Aber auch in Systemen, die an Datenraten und Streckenlängen nur geringe Anforde‐ rungen stellen, wird der Kupferleiter zunehmend durch den Lichtwellenleiter ersetzt. Vor allem in Umgebungen mit starken Störstrahlungen (Kraftwerke, Produktionsbe‐ triebe) kommt die Unempfindlichkeit des Lichtwellenleiters gegenüber elektrischer Störstrahlung vorteilhaft zur Geltung. Selbst im PKW wird der Kunststoff-LWL zur Vermeidung möglicher Störbeeinflussun‐ gen verwendet. Die Tatsache, dass Lichtwellenleiter keine Signale abstrahlen, hat den Vorteil, dass LWL-Systeme prinzipiell abhörsicher sind. Bei hinreichend kleinen Leistungen (< (15…150) mW) ist ein Einsatz in explosionsge‐ fährdeten Räumen möglich, da nicht die Gefahr der Funkenbildung besteht. Der Lichtwellenleiter hat ein geringes Gewicht und Volumen. Der Materialeinsatz ist gering. Mit einem Gramm Glas kann etwa die gleiche Informationsmenge übertragen werden, wie mit zehn Kilogramm Kupfer! Unter dem Gesichtpunkt „Green-IT“ (Energie und Ressourcen sparen) ist das ein sehr wichtiger Aspekt. Von Nachteil sind die aufwändige Messtechnik und die geringen Abmessungen des Lichtwellenleiters. Werden zwei Lichtwellenleiter miteinander verbunden, müssen die LWL-Kerne exakt zueinander positioniert werden. Wegen der sehr kleinen Kerndurchmesser (Multimode-LWL: Kerndurchmesser typisch 50 µm oder 62,5 µm; Singlemode-LWL: Kerndurchmesser typisch 8 µm) ist das eine sehr anspruchsvolle Aufgabe. Daraus ergeben sich besondere Anforderungen an die lösbare Verbindungstechnik (Steckerkonfektionierung) und an die nichtlösbare Verbindungstechnik (Spleißtechnik). Ein weiterer Nachteil ist, dass über LWL-Verkabelung keine Stromversorgung möglich ist. Eine zusätzliche Kupferverkabelung ist erforderlich. 14 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="16"?> Das LWL-Kabel kann im Erdreich nicht geortet werden, sofern es kein Metall enthält. Die Komponenten sind teurer, da zusätzlich elektrisch-optische bzw. optisch-elektri‐ sche Wandler benötigt werden. 1.1.3 Elektromagnetisches Spektrum Das elektromagnetische Spektrum überstreicht hinsichtlich Frequenz bzw. Wellen‐ länge 24 Zehnerpotenzen, beginnend vom niederfrequenten Bereich über die Rund‐ funkwellen, die optische Strahlung, die Röntgen- und γ-Strahlung bis zu den hochen‐ ergetischen kosmischen Strahlen. In diesem riesigen Bereich nimmt das sichtbare Licht nur wenig Raum ein: Das ist der Wellenlängenbereich von 380 nm (violett) bis 780 nm (rot). Daran schließt sich zu kleineren Wellenlängen hin die ultraviolette Strahlung und zu größeren Wellenlängen hin die infrarote Strahlung an. 15 1.1 Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="17"?> 5 funkwellen, die optische Strahlung, die Röntgen- und -Strahlung bis zu den hochenergetischen kosmischen Strahlen. In diesem riesigen Bereich nimmt das sichtbare Licht nur wenig Raum ein: Das ist der Wellenlängenbereich von 380 nm (violett) bis 780 nm (rot). Daran schließt sich zu kleineren Wellenlängen hin die ultraviolette Strahlung und zu größeren Wellenlängen hin die infrarote Strahlung an. nahes Infrarot sichtbares Licht Frequenz in Hz Wellenlänge im Vakuum in m 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 24 -15 22 -13 20 -11 18 -9 16 -7 14 -5 12 -3 10 -1 8 1 6 3 4 5 2 7 0 kosmische Strahlen 1 fm 1 pm 1 nm 1 km 1 m Röntgenstrahlen optische Strahlung Mikrowellen Zentimeter Dezimeter UKW KW MW LW NF Bereich optischer Strahlung 380 nm 400 nm violett 500 nm blaugrün 600 nm gelb orange gelbgrün rot dunkelrot 700 nm 780 nm 850 nm 1300 nm 1550 nm grün 1 m 100 nm 1 mm 10 m 100 m 380 nm 780 nm 1. optisches Fenster 2. optisches Fenster 3. optisches Fenster 4. optisches Fenster 1625 nm 1625 nm Bild 1.2: Das Spektrum der elektromagnetischen Wellen Während die Übertragung mit Kunststoff-LWL vorzugsweise bei 570 nm bzw. 650 nm, also im sichtbaren Bereich erfolgt, liegen die Übertragungswellenlängen bei Anwendungen für die Telekommunikation bei 850 nm, 1300 nm, 1550 nm und 1625 nm/ 1650 nm, also im nahen Infrarotbereich und sind deshalb unsichtbar. Einen Überblick über das Spektrum der elektromagnetischen Wellen gibt Bild 1.2. Man beachte die logarithmische Darstellung der Frequenzbzw. Wellenlängenskala. Bild 1.2: Das Spektrum der elektromagnetischen Wellen Während die Übertragung mit Kunststoff-LWL vorzugsweise bei 570 nm bzw. 650 nm, also im sichtbaren Bereich erfolgt, liegen die Übertragungswellenlängen bei Anwen‐ dungen für die Telekommunikation bei 850 nm, 1300 nm, 1550 nm und 1625 nm/ 1650 nm, also im nahen Infrarotbereich und sind deshalb unsichtbar. Einen Überblick über das Spektrum der elektromagnetischen Wellen gibt Bild 1.2. Man beachte die logarithmische Darstellung der Frequenzbzw. Wellenlängenskala. Die jeweiligen Übertragungswellenlängen ergeben sich aus den (bei modernen Licht‐ wellenleitern allerdings kaum noch bemerkbaren) Dämpfungsminima der Lichtwel‐ lenleiter und werden optische Fenster des Lichtwellenleiters genannt. 16 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="18"?> 6 Die jeweiligen Übertragungswellenlängen ergeben sich aus den (bei modernen Lichtwellenleitern allerdings kaum noch bemerkbaren) Dämpfungsminima der Lichtwellenleiter und werden optische Fenster des Lichtwellenleiters genannt. 1.1.4 Signalausbreitung im Lichtwellenleiter Der Lichtwellenleiter besteht aus einem Kern mit dem Durchmesser d K und einem Mantel mit dem Durchmesser d M (Bild 1.3). Der Durchmesser des Glasmantels beträgt bei Telekommunikationsfasern 125 µm. Unmittelbar nach dem Ziehen des Lichtwellenleiters wird eine zweistufige Schutzschicht auf den Mantel aufgebracht (Durchmesser 250 µm, neuerdings auch 200 µm (Abschnitt 1.2.13.2)). Diese so genannte Primärbeschichtung (Coating) verhindert das Eindringen von OH- Ionen in den Lichtwellenleiter, was zu einer Dämpfungserhöhung führen würde. Außerdem gewährleistet das Coating einen mechanischen Schutz. Die Faser lässt sich gut handhaben. Ohne Beschichtung ist die Faser spröde und bricht schnell. Bild 1.3: Struktur des Lichtwellenleiters Kern Mantel Coating (Beschichtung) Bild 1.4: Aufbau der LWL-Faser Das Prinzip der Signalausbreitung im Stufenprofil-LWL beruht auf der Totalreflexion. Fällt ein Lichtstrahl auf eine Grenzfläche zwischen einem optisch dichteren Medium mit der Brechzahl n 1 und einem optisch dünneren Medium mit der Brechzahl n 2 , so wird dieser Strahl in Abhängigkeit von seinem Einfallswinkel gebrochen oder reflektiert (Bild 1.5). Dabei bedeutet optisch dichteres Medium eine höhere Brechzahl und optisch dünneres Medium eine geringere Brechzahl, also n 1  n 2 . Unter dem Einfallswinkel versteht man den Winkel zwischen dem Lot auf die Grenzfläche und dem einfallenden Strahl. Das Coating ist eine zweischichtig aufgebaute Kunststoffhülle. Die innere weiche Schicht gewährleistet Unempfindlichkeit gegenüber Mikrobiegungen, geringe Dämpfungskoeffizienten und gutes Absetzverhalten. Die äußere harte Schicht dient dem Schutz der inneren Schicht und des Glases vor mechanischen Beschädigungen (Abriebfestigkeit, Durchstoßfestigkeit). Bild 1.4: Aufbau der LWL-Faser 1.1.4 Signalausbreitung im Lichtwellenleiter Der Lichtwellenleiter besteht aus einem Kern mit dem Durchmesser d K und einem Mantel mit dem Durchmesser d M (Bild 1.3). Der Durchmesser des Glasmantels beträgt bei Telekommunikationsfasern 125 µm. Unmittelbar nach dem Ziehen des Lichtwellen‐ leiters wird eine zweistufige Schutzschicht auf den Mantel aufgebracht (Durchmesser 250 µm, neuerdings auch 200 µm (Abschnitt 1.2.13.2)). Diese so genannte Primärbeschichtung (Coating) verhindert das Eindringen von OH-Ionen in den Lichtwellenleiter, was zu einer Dämpfungserhöhung führen würde. Außerdem gewährleistet das Coating einen mechanischen Schutz. Die Faser lässt sich gut handhaben. Ohne Beschichtung ist die Faser spröde und bricht schnell. 6 Die jeweiligen Übertragungswellenlängen ergeben sich aus den (bei modernen Lichtwellenleitern allerdings kaum noch bemerkbaren) Dämpfungsminima der Lichtwellenleiter und werden optische Fenster des Lichtwellenleiters genannt. 1.1.4 Signalausbreitung im Lichtwellenleiter Der Lichtwellenleiter besteht aus einem Kern mit dem Durchmesser d K und einem Mantel mit dem Durchmesser d M (Bild 1.3). Der Durchmesser des Glasmantels beträgt bei Telekommunikationsfasern 125 µm. Unmittelbar nach dem Ziehen des Lichtwellenleiters wird eine zweistufige Schutzschicht auf den Mantel aufgebracht (Durchmesser 250 µm, neuerdings auch 200 µm (Abschnitt 1.2.13.2)). Diese so genannte Primärbeschichtung (Coating) verhindert das Eindringen von OH- Ionen in den Lichtwellenleiter, was zu einer Dämpfungserhöhung führen würde. Außerdem gewährleistet das Coating einen mechanischen Schutz. Die Faser lässt sich gut handhaben. Ohne Beschichtung ist die Faser spröde und bricht schnell. Bild 1.3: Struktur des Lichtwellenleiters Kern Mantel Coating (Beschichtung) Bild 1.4: Aufbau der LWL-Faser Das Prinzip der Signalausbreitung im Stufenprofil-LWL beruht auf der Totalreflexion. Fällt ein Lichtstrahl auf eine Grenzfläche zwischen einem optisch dichteren Medium mit der Brechzahl n 1 und einem optisch dünneren Medium mit der Brechzahl n 2 , so wird dieser Strahl in Abhängigkeit von seinem Einfallswinkel gebrochen oder reflektiert (Bild 1.5). Dabei bedeutet optisch dichteres Medium eine höhere Brechzahl und optisch dünneres Medium eine geringere Brechzahl, also n 1  n 2 . Unter dem Einfallswinkel versteht man den Winkel zwischen dem Lot auf die Grenzfläche und dem einfallenden Strahl. Das Coating ist eine zweischichtig aufgebaute Kunststoffhülle. Die innere weiche Schicht gewährleistet Unempfindlichkeit gegenüber Mikrobiegungen, geringe Dämpfungskoeffizienten und gutes Absetzverhalten. Die äußere harte Schicht dient dem Schutz der inneren Schicht und des Glases vor mechanischen Beschädigungen (Abriebfestigkeit, Durchstoßfestigkeit). Bild 1.3: Struktur des Lichtwellenleiters Das Coating ist eine zweischichtig aufgebaute Kunststoffhülle. Die innere weiche Schicht gewährleistet Unempfindlichkeit gegenüber Mikrobiegungen, geringe Dämpf‐ ungskoeffizienten und gutes Absetzverhalten. Die äußere harte Schicht dient dem Schutz der inneren Schicht und des Glases vor mechanischen Beschädigungen (Abrieb‐ festigkeit, Durchstoßfestigkeit). Das Prinzip der Signalausbreitung im Stufenpro‐ fil-LWL beruht auf der Totalreflexion. Fällt ein Licht‐ strahl auf eine Grenzfläche zwischen einem optisch dichteren Medium mit der Brechzahl n 1 und einem op‐ tisch dünneren Medium mit der Brechzahl n 2 , so wird dieser Strahl in Abhängigkeit von seinem Einfallswin‐ kel gebrochen oder reflektiert (Bild 1.5). Dabei bedeutet optisch dichteres Medium eine höhere Brechzahl und optisch dünneres Medium eine geringere Brechzahl, also n 1 > n 2 . Unter dem Einfallswinkel versteht man den Winkel zwischen dem Lot auf die Grenz‐ fläche und dem einfallenden Strahl. 17 1.1 Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="19"?> 7 1 1 2 2 3 3 2 1 n 2 n 1 Bild 1.5: Änderung der Strahlrichtung zwischen zwei Medien Der Zusammenhang zwischen dem Einfallswinkel  1 und dem Austrittswinkel  2 wird durch das Snelliussche Brechungsgesetz beschrieben: n 1 · sin 1 = n 2 · sin 2 (1.1) Da n 2  n 1 ist, muss entsprechend Gleichung (1.1)  2   1 sein. Der Strahl wird vom Lot weg gebrochen (Strahl 1 in Bild 1.5). Vergrößert man den Einfallswinkel (Strahl 2), wächst auch der Austrittswinkel. Mit  2  90° ist der Grenzwinkel der Totalreflexion erreicht. Das ist der maximal mögliche Brechungswinkel. Für den Grenzwinkel der Totalreflexion folgt aus (1.1) mit sin90° = 1:  Grenz      1 2 n n arcsin (1.2) Wird dieser Winkel überschritten, geht die Brechung in eine Totalreflexion über (Strahl 3). Dann gilt das normale Reflexionsgesetz. Das Licht tritt nicht mehr aus dem Medium mit der Brechzahl n 1 aus, sondern bleibt in ihm gefangen. Um das zu gewährleisten, müssen zwei Bedingungen erfüllt sein:  Ein Glas mit höherer Brechzahl muss von einem Glas mit geringerer Brechzahl umgeben sein.  Der Strahl muss auf die Grenzfläche zwischen den beiden Materialien hinreichend flach auftreffen. Diese beiden Anforderungen wurden beim Entwurf des Lichtwellenleiters umgesetzt: Auf das optisch dichtere Kernmaterial mit der Brechzahl n 1 wird ein optisch dünnerer Mantel mit der Brechzahl n 2 aufgebracht (Bild 1.6). So ist die Brechzahl des Kerns stets höher als die des Mantels. Die höhere Kernbrechzahl erreicht man durch Dotierung des Quarzglases (SiO 2 ) mit Fremdatomen (meist GeO 2 ). Bild 1.5: Änderung der Strahlrichtung zwischen zwei Medien Der Zusammenhang zwischen dem Einfallswinkel α 1 und dem Austrittswinkel α 2 wird durch das Snelliussche Brechungsgesetz beschrieben: n 1 ∙ sinα 1 = n 2 ∙ sinα 2 (1.1) Da n 2 < n 1 ist, muss entsprechend Gleichung (1.1) α 2 > α 1 sein. Der Strahl wird vom Lot weggebrochen (Strahl 1 in Bild 1.5). Vergrößert man den Einfallswinkel (Strahl 2), wächst auch der Austrittswinkel. Mit α 2 = 90° ist der Grenzwinkel der Totalreflexion erreicht. Das ist der maximal mögliche Brechungswinkel. Für den Grenzwinkel der Totalreflexion folgt aus (1.1) mit sin90° = 1: α Grenz = arcsin n2 n1 (1.2) Wird dieser Winkel überschritten, geht die Brechung in eine Totalreflexion über (Strahl 3). Dann gilt das normale Reflexionsgesetz. Das Licht tritt nicht mehr aus dem Medium mit der Brechzahl n 1 aus, sondern bleibt in ihm gefangen. Um das zu gewährleisten, müssen zwei Bedingungen erfüllt sein: ■ Ein Glas mit höherer Brechzahl muss von einem Glas mit geringerer Brechzahl umgeben sein. ■ Der Strahl muss auf die Grenzfläche zwischen den beiden Materialien hinreichend flach auftreffen. Diese beiden Anforderungen wurden beim Entwurf des Lichtwellenleiters umgesetzt: Auf das optisch dichtere Kernmaterial mit der Brechzahl n 1 wird ein optisch dünnerer Mantel mit der Brechzahl n 2 aufgebracht (Bild 1.6). So ist die Brechzahl des Kerns stets höher als die des Mantels. Die höhere Kernbrechzahl erreicht man durch Dotierung des Quarzglases (SiO 2 ) mit Fremdatomen (meist GeO 2 ). 18 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="20"?> 8 Grenz Luft (n ) 0 Kern (n ) 1 Mantel (n ) 2 Grenz Bild 1.6: Totalreflexion im Stufenprofil-LWL Damit der Strahl hinreichend flach auf die Grenzfläche zwischen Kern und Mantel trifft, das heißt damit der Grenzwinkel der Totalreflexion im Lichtwellenleiter  Grenz nicht unterschritten wird, darf der Einfallswinkel  Grenz (Akzeptanzwinkel) nicht überschritten werden. Durch nochmalige Anwendung des Brechungsgesetzes auf die Stirnfläche und unter Berücksichtigung der Winkelverhältnisse entsprechend Bild 1.6 gilt:      90 sin( n sin n 1 Grenz 0  Grenz ) (1.3) Unter Berücksichtigung von n 0 = 1 (Luft) und Gleichung (1.2) ergibt sich: 22 2 1 2 1 22 1 1 2 1 Grenz 1 Grenz n n nn 1 arccos cos n n n arcsin cos n cos n sin                   (1.4) Als numerische Apertur NA des Lichtwellenleiters wird der Sinus des Grenzwinkels  Grenz definiert. Sie ist ein Maß dafür, wie groß der maximale Einfallswinkel auf die Stirnfläche sein darf, damit das Licht im Lichtwellenleiter noch geführt wird. 22 2 1 Grenz n n sin NA     (1.5) Strahlen, die unter einem zu großen Winkel auf die LWL-Stirnfläche auftreffen, werden im Lichtwellenleiter nicht total reflektiert, sondern in den Mantel hinein gebrochen. Das Licht gelangt zur Beschichtung (diese hat eine größere Brechzahl als der Glasmantel) und wird stark gedämpft. Um das zu vermeiden, muss das Licht innerhalb des so genannten Akzeptanzkegels eingekoppelt werden (Bild 1.7). Erfolgt die Einkopplung mit einem Winkel, der kleiner als θ Grenz ist, wird das Licht an der Kern-Mantel-Grenze reflektiert, durchläuft den LWL-Kern, wird an der gegenüberliegenden Kern-Mantel-Grenze reflektiert und breitet sich so zickzackförmig durch den Lichtwellenleiter aus. Mit der Definition für die relative Brechzahldifferenz 1 2 1 2 1 22 2 1 n n n n 2 n n      (1.6) kann man die numerische Apertur auch folgendermaßen darstellen:   2 n NA 1 (1.7) Bild 1.6: Totalreflexion im Stufenprofil-LWL Damit der Strahl hinreichend flach auf die Grenzfläche zwischen Kern und Mantel trifft, das heißt damit der Grenzwinkel der Totalreflexion im Lichtwellenleiter α Grenz nicht unterschritten wird, darf der Einfallswinkel ⊖ Grenz (Akzeptanzwinkel) nicht überschritten werden. Durch nochmalige Anwendung des Brechungsgesetzes auf die Stirnfläche und unter Berücksichtigung der Winkelverhältnisse entsprechend Bild 1.6 gilt: n 0 sinθ Grenz = n 1 sin 90 ∘ −α Grenz ) (1.3) Unter Berücksichtigung von n 0 = 1 (Luft) und Gleichung (1.2) ergibt sich: sin θ Grenz = n 1 cos α Grenz = n 1 cos arcsin n2 n1 = n 1 cos arccos 1 − n22 n12 = n 12 − n 22 (1.4) Als numerische Apertur NA des Lichtwellenleiters wird der Sinus des Grenzwinkels ⊖ Grenz definiert. Sie ist ein Maß dafür, wie groß der maximale Einfallswinkel auf die Stirnfläche sein darf, damit das Licht im Lichtwellenleiter noch geführt wird. NA = sin θ Grenz = n 12 − n 22 (1.5) Strahlen, die unter einem zu großen Winkel auf die LWL-Stirnfläche auftreffen, werden im Lichtwellenleiter nicht total reflektiert, sondern in den Mantel hinein gebrochen. Das Licht gelangt zur Beschichtung (diese hat eine größere Brechzahl als der Glasmantel) und wird stark gedämpft. Um das zu vermeiden, muss das Licht innerhalb des so genannten Akzeptanzkegels eingekoppelt werden (Bild 1.7). Erfolgt die Einkopplung mit einem Winkel, der kleiner als θ Grenz ist, wird das Licht an der Kern-Mantel-Grenze reflektiert, durchläuft den LWL-Kern, wird an der gegenüber‐ liegenden Kern-Mantel-Grenze reflektiert und breitet sich so zickzackförmig durch den Lichtwellenleiter aus. Mit der Definition für die relative Brechzahldifferenz Δ = n12 − n22 2n12 ≈ n1 − n2 n1 (1.6) kann man die numerische Apertur auch folgendermaßen darstellen: 19 1.1 Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="21"?> NA = n 1 2Δ (1.7) 9 Luft (n ) 0 Kern (n ) 1 Mantel (n ) 2 Grenz Akzeptanzkegel Bild 1.7: Akzeptanzkegel beim Multimode-LWL Die numerische Apertur ist eine entscheidende Größe bei der Einkopplung von Licht in den Lichtwellenleiter und bei Kopplung von Lichtwellenleitern miteinander. Sie wird durch die Unterschiede zwischen den Brechzahlen von Kern und Mantel beeinflusst. Das Prinzip der Totalreflexion, wie in Bild 1.6 dargestellt, funktioniert prinzipiell auch unter Verzicht auf den Glasmantel, da ja Luft eine deutlich kleinere Brechzahl ( 1) als das Kernglas hat und folglich die Funktion des Glasmantels übernehmen kann. Jede Berührung des Glases würde aber an dieser Stelle den Effekt zerstören und einen Lichtverlust verursachen. Außerdem wäre wegen des großen Brechzahlunterschiedes zwischen Kern und Luft die numerische Apertur und damit die Modendispersion sehr groß (vergleiche Abschnitt 1.2.1.2). 1.1.5 Dämpfung im Lichtwellenleiter 1.1.5.1 Definition der Dämpfung Die in den Lichtwellenleiter eingekoppelte Leistung P 0 fällt entlang des Lichtwellenleiters exponentiell ab: ) L ( ' a 0 e P ) L ( P    (1.8) Dabei ist a’ die Dämpfung als dimensionslose Größe (in Neper), P 0 die eingekoppelte Leistung (P 0 = P(L = 0)) und L die durchlaufene Länge des Lichtwellenleiters. Die Dämpfung ergibt sich aus einem Leistungsverhältnis. Gebräuchlich ist die Definition in Dezibel (dB): dB 10 ) L ( a 0 0 10 P ) L ( P ) L ( PP lg 10 dB / a      (1.9) Diese Darstellung unterscheidet sich von Gleichung (1.8). Gleichung (1.8) bezieht sich auf die Basis des natürlichen Logarithmus (e ≈ 2,7183…) und Gleichung (1.9) Bild 1.7: Akzeptanzkegel beim Multimode-LWL Die numerische Apertur ist eine entscheidende Größe bei der Einkopplung von Licht in den Lichtwellenleiter und bei Kopplung von Lichtwellenleitern miteinander. Sie wird durch die Unterschiede zwischen den Brechzahlen von Kern und Mantel beeinflusst. Das Prinzip der Totalreflexion, wie in Bild 1.6 dargestellt, funktioniert prinzipiell auch unter Verzicht auf den Glasmantel, da ja Luft eine deutlich kleinere Brechzahl (≈ 1) als das Kernglas hat und folglich die Funktion des Glasmantels übernehmen kann. Jede Berührung des Glases würde aber an dieser Stelle den Effekt zerstören und einen Lichtverlust verursachen. Außerdem wäre wegen des großen Brechzahlunterschiedes zwischen Kern und Luft die numerische Apertur und damit die Modendispersion sehr groß (vergleiche Abschnitt 1.2.1.2). 1.1.5 Dämpfung im Lichtwellenleiter 1.1.5.1 Definition der Dämpfung Die in den Lichtwellenleiter eingekoppelte Leistung P 0 fällt entlang des Lichtwellen‐ leiters exponentiell ab: P L = P 0 ⋅ e −a′(L) (1.8) Dabei ist a’ die Dämpfung als dimensionslose Größe (in Neper), P 0 die eingekoppelte Leistung (P 0 = P(L = 0)) und L die durchlaufene Länge des Lichtwellenleiters. Die Dämpfung ergibt sich aus einem Leistungsverhältnis. Gebräuchlich ist die Definition in Dezibel (dB): a/ dB = 10lg P0 P L P L = P 0 ⋅ 10 − a(L) 10dB (1.9) 20 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="22"?> Diese Darstellung unterscheidet sich von Gleichung (1.8). Gleichung (1.8) bezieht sich auf die Basis des natürlichen Logarithmus (e ≈ 2,7183…) und Gleichung (1.9) auf die Basis des dekadischen Logarithmus. Man beachte, ob die Dämpfung in Dezibel oder Neper angegeben wird, wobei heute Neper kaum noch gebräuchlich ist. Durch Vergleich zwischen (1.8) und (1.9) ergibt sich folgender Zusammenhang: a in Dezibel = 10lge a′ = 10a′lge = 4, 34 ⋅ a′ in N eper (1.10) Der Dämpfungskoeffizient oder Dämpfungsbelag α ist die auf die LWL-Länge bezogene Dämpfung und damit ein wichtiger Materialparameter. Ist dieser entlang des LWL konstant, so gilt: α = a L (1.11) Medium Dämpfungskoeffizient Abfall auf die Hälfte nach Fensterglas 25.000 dB/ km 0,00012 km entspricht 2 % Dämpfung bei 3 mm Scheibendicke LWL um 1966 1.000 dB/ km 0,003 km modernes optisches Glas 700 dB/ km 0,004 km dichter Nebel 500 dB/ km 0,006 km LWL um 1970 20 dB/ km 0,15 km MM-LWL, 850 nm 2,5 dB/ km 1,2 km MM-LWL, 1300 nm 0,7 dB/ km 4,3 km SM-LWL, 1310 nm 0,33 dB/ km 9,1 km SM-LWL, 1550 nm 0,20 dB/ km 15 km SM-LWL, 1550 nm; Seekabel 0,16 dB/ km 18,75 km SM-LWL, 1625 nm 0,22 dB/ km 13,6 km Tab. 1.1: Beispiele für Dämpfungskoeffizienten Die Maßeinheit ist analog zu oben dB/ km oder 1/ km, je nachdem, ob a oder a’ im Zähler steht. Die Umrechnung zwischen diesen beiden Angaben ist zu beachten! In Tabelle 1.1 wurden typische Dämpfungskoeffizienten verschiedener Materialien zusammengestellt. Während der Dämpfungskoeffizient von Fensterglas bei 25.000 dB/ km liegt (Abfall auf die Hälfte nach 12 cm), beträgt der beste Dämpfungskoeffizient des Lichtwellenleiters 0,16 dB/ km (Abfall auf die Hälfte nach 18,75 km). Dieser Wert ist mehr als fünf Größenordnungen geringer! Hieraus wird ersichtlich, welch große technologische Herausforderung es ist, ein derart reines Glas zu fertigen. Aus der Definition entsprechend Gleichung (1.9) ergeben sich folgende Zusammen‐ hänge zwischen linearer und logarithmischer Darstellung: 21 1.1 Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="23"?> Beispiele: -30 dB = 1000 -20 dB = 100 -10 dB = 10 0 dB = 1 10 dB = 0,1 20 dB = 0,01 30 dB = 0,001 Aus den Beispielen ist zu erkennen, dass sich das Signal alle 10 dB um einen Faktor 10 verringert. Dämpfungen werden meist als positive dB-Werte und Verstärkungen als negative dB-Werte definiert. Neben den angegebenen Werten lassen sich auch Zwischenwerte ableiten. Dabei hilft folgender Zusammenhang: 10 lg2 = 3,0103. Das heißt, ein Signalabfall auf die Hälfte (P 0 / P(L) = 2) entspricht etwa 3 dB. Eine nochmalige Halbierung entspricht 6 dB und so weiter: Beispiele: 3 dB ≈ 0,5 6 dB ≈ 0,25 9 dB ≈ 0,125 12 dB ≈ 0,0625 => 2 dB ≈ 0,625 15 dB ≈ 0,03125 => 5 dB ≈ 0,3125 Beträgt die Dämpfung 10 dB (also Abfall auf ein Zehntel) und man verdoppelt den Wert (also Abfall auf ein Fünftel), so sind 3 dB zu subtrahieren: Beispiele: 10 dB ≈ 0,1 7 dB ≈ 0,2 4 dB ≈ 0,4 1 dB ≈ 0,8 -2 dB ≈ 1,6 => 8 dB ≈ 0,16 Durch diese einfachen Überlegungen lassen sich plausible Näherungen für jeden einzelnen dB-Wert ableiten. Eine logarithmische Darstellung der Leistung ist sinnvoll, da diese viele Zehnerpoten‐ zen überstreichen kann. Dabei wird die Leistung auf 1 mW bezogen. Das Ergebnis ist der Leistungspegel L oder einfach der Pegel. Dieser hat die Maßeinheit dBm: L/ dBm = 10lg P 1mW (1.12) 22 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="24"?> Entsprechend dieser Definition gelten die folgenden Zusammenhänge zwischen Pegel und Leistung: 20 dBm = 100 mW 0 dBm = 1 mW -30 dBm = 1 μW -60 dBm = 1 nW Gemäß der Definition nach Gleichung (1.12) haben Pegel kleiner als 1 mW negative und Pegel größer als 1 mW positive dBm-Werte. So wird es möglich, Leistungsverhältnisse als Differenzen darzustellen (ergibt sich aus den Logarithmusgesetzen) und auf einfa‐ che Weise die Dämpfung zu berechnen: a/ dB = L 0 / dBm − L 1 / dBm (1.13) Beispiel: Ein Sender hat eine Ausgangsleistung von P 0 = 0,5 mW (L 0 = -3 dBm), der Empfänger misst eine Leistung von P 1 = 0,188 mW (L 1 = -7,268 dBm). Zur Berechnung der Dämpfung aus den Leistungen in Milliwatt benötigt man Gleichung (1.9) und damit (wegen der Logarithmierung) einen Taschenrechner: a = 10lg(0,5 mW/ 0,188 mW) = 4,268 dB. Werden die Dämpfungen aus den Pegeln berechnet, reicht eine einfache Subtraktion entsprechend Gleichung (1.13) aus: a = -3 dBm - (-7,268 dBm) = 4,268 dB. In einem weiteren Schritt zur Vereinfachung kann bei vielen Messgeräten der Pegel bei der Referenzierung auf Null gesetzt werden und das Ergebnis der Messung sind dann relative dB (bezogen auf die Referenzierung). Es wird direkt die Dämpfung der Strecke angezeigt. Am Leistungsmesser kann eingestellt werden, ob die Anzeige in Milliwatt (Leistung), in dBm (Pegel) oder in relativen dB erfolgen soll. Zusammenfassung und Beispiele: ■ Angabe Leistung P in mW (absoluter Wert) ■ Angabe Pegel L in dBm (relativer Wert; bezogen auf 1 mW) ■ Leistung > 1 mW: Pegel ist positiv; Beispiel: 2 mW entspricht ≈ 3 dBm ■ Leistung < 1 mW: Pegel ist negativ; Beispiel: 0,5 mW entspricht ≈ -3 dBm ■ 3 dB entspricht 0,5 (50 %) ■ -3 dB entspricht 2 (200 %) ■ 13 dB = 10 dB + 3 dB ≈ 0,1 ∙ 0,5 = 0,05 23 1.1 Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="25"?> Beachte: 10 dBm + 3 dBm ≠ 13 dBm = 20 mW, sondern 10 dBm + 3 dBm = 10lg 10mW 1mW + 10lg 2mW 1mW in mW = 10lg 20 mW 2 1 mW 2 ≈ 13mW in mW Vorsicht bei der Umrechnung zwischen Pegeln und Leistungen! 1.1.5.2 Dämpfungseffekte im Lichtwellenleiter Die Dämpfung im Lichtwellenleiter begrenzt die Leistungsfähigkeit optischer Nach‐ richtenübertragungssysteme. Deshalb ist das Verständnis der Ursachen der Dämpfung wichtig, um leistungsfähige Systeme zu entwickeln. Die Dämpfung wird durch Ab‐ sorption, Streuung und Strahlungsverluste infolge Modenwandlung verursacht. Verunreinigungen durch Ionen der Metalle Cu, Fe, Ni, V, Cr, Mn können Absorptionen bei bestimmten Wellenlängen bewirken. Mit den heutigen technischen Möglichkeiten kann man hochreines Glas realisieren, so dass die Absorptionsverluste keine Rolle mehr spielen. Problematischer sind die Verunreinigungen durch Hydroxyl-Ionen, das heißt durch Wasser und dessen OH-Radikal. Dadurch steigt die Absorption bei den Wellenlängen 0,945 µm, 1,24 µm und 1,383 µm stark an. Da die so genannten Wasserpeaks eine endliche Breite besitzen, werden auch benachbarte Wellenlängenbereiche beeinflusst. Deshalb müssen die für die optische Übertragung genutzten Wellenlängen einen möglichst großen Abstand von diesen Dämpfungsmaxima haben. Daraus ergeben sich begrenzte nutzbare Wellenlängenbereiche, die optischen Fenster. Bei Fasern, die ab dem Jahr 2000 gefertigt wurden, sind die Wasserpeaks sehr klein (Low-Wa‐ ter-Peak-LWL) und ein großer Wellenlängenbereich wird nutzbar (Abschnitt 1.2.6). Außerdem bewirken Molekülschwingungen Eigenabsorptionen des LWL-Materials im ultravioletten und im längerwelligen Infrarotbereich. Letztere begrenzen den nutzbaren Wellenlängenbereich nach oben. Während die bisher behandelten Dämpfungseffekte infolge Absorption durch Verbes‐ serung der Technologie zunehmend unterdrückt werden, kann man die Verluste durch Streueffekte mit technologischen Maßnahmen nur bis zu einer physikalisch bedingten Grenze reduzieren. Nichtlineare Streueffekte (Raman- oder Brillouinstreuung) können bei hohen Leistun‐ gen bzw. Leistungsdichten im Lichtwellenleiter auftreten (beispielsweise in Wellenlän‐ genmultiplex-Systemen in Verbindung mit optischen Verstärkern) und sollen hier nicht weiter betrachtet werden. 24 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="26"?> Unvermeidbar ist jedoch die Rayleighstreuung, die durch Brechzahl- und Dichte‐ fluktuationen im Glas hervorgerufen wird (vergleiche Kapitel 3). Sie wächst mit zunehmender Dotierung des Quarzglases mit Fremdatomen an, tritt jedoch auch im undotierten Quarzglas auf. Bemerkenswert ist die starke Wellenlängenabhängigkeit der Rayleighstreuung: Sie fällt mit der vierten Potenz der Wellenlänge ab. Da in einem guten Lichtwellenleiter die Dämpfung im Wesentlichen durch die Rayleighstreuung bewirkt wird, nimmt die Dämpfung des Lichtwellenleiters vom ersten (850 nm) bis zum vierten (1625 nm) optischen Fenster stark ab. Bild 1.8 zeigt den Dämpfungskoeffizient des Lichtwellenleiters als Funktion der Über‐ tragungswellenlänge sowie die oben besprochenen dämpfungserhöhenden Effekte. Der Dämpfungskoeffizient wurde logarithmisch dargestellt. Dadurch wird die Ray‐ leighstreu-Kurve eine Gerade. Deutlich sind die lokalen Minima für die optischen Fenster (850 nm = 0,85 µm, 1300 nm = 1,3 µm, 1550 nm = 1,55 µm) zu erkennen. Bild 1.8: Dämpfungskoeffizient eines Lichtwellenleiters mit Wasserpeak als Funktion der Wellenlänge und typische Dämpfungseffekte Prinzipiell vermeidbar sind die Strahlungsverluste durch Modenwandlungsprozesse. Hier unterscheidet man Makro- und Mikrobiegeverluste. Die Dämpfungen durch Makrobiegungen sind im Singlemode-LWL besonders hoch. Sie wachsen mit zunehmender Übertragungswellenlänge an. Die beschichtete Faser darf einen Biegeradius von 30 mm nicht unterschreiten. Das wird durch geeignete Abmessungen der Spleißkassetten gewährleistet. Auch wenn Dämpfungen durch Makrobiegungen im Multimode-LWL erst bei geringeren Radien auftreten, darf auch dieser nicht in zu engen Radien abgelegt werden. Zu kleine Biegeradien (< 15 mm) können längerfristig zu Mikrorissen auf der Glasoberfläche und damit zum Faserbruch führen (Abschnitt 1.2.15). Das bedeutet, dass der Multimode-LWL mit der gleichen Sorgfalt wie der Singlemode- LWL verlegt werden muss. Während man einen zu geringen Biegeradius beim Singlemode-LWL an einer erhöhten Dämpfung insbesondere bei Messung mit einer hohen Wellenlänge erkennt, ist dieser Installationsmangel beim Multimode-LWL oder Bild 1.8: Dämpfungskoeffizient eines Lichtwellenleiters mit Wasserpeak als Funktion der Wellenlänge und typische Dämpfungseffekte Prinzipiell vermeidbar sind die Strahlungsverluste durch Modenwandlungsprozesse. Hier unterscheidet man Makro- und Mikrobiegeverluste. 25 1.1 Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="27"?> Die Dämpfungen durch Makrobiegungen sind im Singlemode-LWL besonders hoch. Sie wachsen mit zunehmender Übertragungswellenlänge an. Die beschichtete Faser darf einen Biegeradius von 30 mm nicht unterschreiten. Das wird durch geeignete Abmessungen der Spleißkassetten gewährleistet. Auch wenn Dämpfungen durch Makrobiegungen im Multimode-LWL erst bei gerin‐ geren Radien auftreten, darf auch dieser nicht in zu engen Radien abgelegt werden. Zu kleine Biegeradien (< 15 mm) können längerfristig zu Mikrorissen auf der Glasoberflä‐ che und damit zum Faserbruch führen (Abschnitt 1.2.15). Das bedeutet, dass der Multimode-LWL mit der gleichen Sorgfalt wie der Singlemode-LWL verlegt werden muss. Während man einen zu geringen Biegeradius beim Singlemode-LWL an einer erhöhten Dämpfung insbesondere bei Messung mit einer hohen Wellenlänge erkennt, ist dieser Installationsmangel beim Multimode-LWL oder beim biegeoptimierten Singlemode-LWL unter Umständen durch eine Messung nicht nachweisbar. Die Faser kann, vor allem in Verbindung mit Feuchtigkeit, noch nach Jahren brechen. Deshalb ist unbedingt auf die Einhaltung der zulässigen Biegeradien zu achten. Mikrobiegeverluste werden durch Biegungen verursacht, die sich entlang des Lichtwellenleiters periodisch oder statistisch verteilt, laufend ändern. Typische Bie‐ geamplituden liegen bei 1 µm. Sie können zum Beispiel durch die Rauhigkeit der Kunststoffhüllen (Adern) um den Lichtwellenleiter hervorgerufen werden, sind im Allgemeinen durch technologische Mängel im Herstellungsprozess der Fasern/ Kabel bedingt und durch die Installation nicht beeinflussbar. Meist wird heute die Technik zur Herstellung der Fasern/ Kabel so gut beherrscht, dass Mikrobiegeverluste keine Rolle mehr spielen. Die optischen Fenster des Lichtwellenleiters werden folgendermaßen genutzt: erstes optisches Fenster: Multimode-LWL (850 nm) zweites optisches Fenster: Multimode-LWL (1300 nm) Singlemode-LWL (1310 nm) drittes optisches Fenster: Singlemode-LWL (1550 nm) viertes optisches Fenster: Singlemode-LWL (1625 nm/ 1650 nm) Wegen der hohen Makrobiegeempfindlichkeit des Lichtwellenleiters bei dieser Wellen‐ länge nutzt man das vierte optische Fenster zur Faserüberwachung und zur OTDR-Mes‐ sung, um Installationsmängel zu erkennen. 26 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="28"?> Das erste optische Fenster wird ausschließlich vom Multimode-LWL und das dritte bzw. vierte optische Fenster ausschließlich vom Singlemode-LWL genutzt. Im zweiten optischen Fenster erfolgt die Übertragung sowohl über Multimodeals auch Singlemode-LWL. Zur Kennzeichnung der Fasern/ Kabel und Komponenten wurde vereinbart, dass die Angabe „1300 nm“ sich stets auf Multimode-Anwendungen und die Angabe „1310 nm“ auf Singlemode-Anwendungen bezieht. Die tatsächliche Wellenlänge des Senders kann von diesen Nennwerten abweichen. Das Grobe Wellenlängenmultiplex (CWDM: Kapitel 6) nutzt auch den Wellenlängenbe‐ reich zwischen dem zweiten und dritten optischen Fenster (1271 nm, 1291 nm,…, 1611 nm). Das Anwachsen des Dämpfungskoeffizienten infolge der OH-Absorptionen stört. Durch Modifikation des Herstellungsprozesses gelingt es, diesen Effekt zu vermeiden und den OH-Peak zwischen dem zweiten und dritten optischen Fenster stark zu unterdrücken (Low-Water-Peak-LWL: Abschnitt 1.2.6). 1.1.6 Zusammenfassung Die optische Nachrichtenübertragung wird realisiert durch die Wandlung eines elek‐ trischen in ein optisches Signal mittels einer Lumineszenzdiode oder einer Laserdiode, durch Übertragung des optischen Signals über einen Lichtwellenleiter oder durch den freien Raum und eine abschließende optisch-elektrische Wandlung mit einer PIN- oder Lawinen-Photodiode. Die Auswahl der Komponenten wird durch die jeweiligen Anforderungen an das System insbesondere bezüglich der Datenrate und der Streckenlänge festgelegt. Die Vorteile der LWL-Technik ergeben sich aus den hohen übertragbaren Datenraten, den großen überbrückbaren Streckenlängen und der Unempfindlichkeit gegenüber elektromagnetischen Störstrahlungen. Die Nachteile sind im Wesentlichen durch eine schwierigere Handhabbarkeit des Lichtwellenleiters im Vergleich zum Kupferleiter bedingt. Die Mess- und Verbindungstechnik ist aufwändiger. Das elektromagnetische Spektrum umfasst einen Frequenzbzw. Wellenlängenbereich von 24 Zehnerpotenzen. Die optische Nachrichtenübertragung nutzt davon nur einen sehr kleinen Anteil, das nahe Infrarot und den Bereich des sichtbaren Lichts. Das Prinzip der Signalausbreitung im Multimode-LWL beruht auf der Totalreflexion. Die Parameter Kerndurchmesser und numerische Apertur beeinflussen die einkoppel‐ bare Leistung in den Lichtwellenleiter und seine Übertragungseigenschaften. Die Dämpfung ist ein Maß für die Verminderung der optischen Signalleistung im Lichtwellenleiter. Der Dämpfungskoeffizient ergibt sich aus der Dämpfung, bezogen auf die Länge des Lichtwellenleiters. 27 1.1 Physikalische Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="29"?> Der Dämpfungskoeffizient des Lichtwellenleiters hängt stark von der Wellenlänge ab. Prinzipiell unvermeidbar ist die Dämpfung durch Rayleighstreuung. Absorptions- und Mikrobiegeverluste lassen sich bei Beherrschung des Herstellungsprozesses stark re‐ duzieren. Makrobiegeverluste sind durch sorgfältige Verlegung des Lichtwellenleiters vermeidbar. 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion Warum gibt es überhaupt verschiedene LWL-Typen? Um diese Frage zu beantworten, muss man die Dispersionseigenschaften des Lichtwellenleiters betrachten. Unter Dispersion in der Physik versteht man die Abhängigkeit der Brechzahl eines Mediums von der Wellenlänge. In der LWL-Technik bezeichnet Dispersion die Effekte, die zu einer Impulsverbreiterung im Lichtwellenleiter führen. Durch die Dispersion wird die Übertragungsbandbreite des Lichtwellenleiters begrenzt und damit ist diese neben der Dämpfung ein wichtiger Parameter. Die Entwicklungsarbeiten zur Reduk‐ tion der Dispersion führten ausgehend vom Stufenprofil-LWL zur Entwicklung neuer Lichtwellenleiter-Typen. 1.2.1 Stufenprofil-Lichtwellenleiter und Modendispersion 1.2.1.1 Strahlausbreitung im Stufenprofil-LWL Zur Gewährleistung der Totalreflexion (Abschnitt 1.1.4) hat der LWL-Kern eine höhere Brechzahl als der LWL-Mantel. Sie ist über den Kernquerschnitt konstant und fällt stufenförmig an der Kern-Mantel-Grenze ab. Daraus ergibt sich der Name Stufenprofil-LWL. In Bild 1.9 rechts wird der Brechzahlverlauf dargestellt. Luft (n ) 0 Kern (n ) 1 n 1 n n 2 Mantel (n ) 2 Grenz v = const. r r 0 Bild 1.9: Links Stufenprofil-LWL und rechts Brechzahlprofil Bild 1.9 links zeigt den Strahlenverlauf im Stufenprofil-LWL. Auf die LWL-Stirnfläche auftreffendes Licht wird im Lichtwellenleiter geführt, sofern es in den Kernbereich eingekoppelt wird und innerhalb des Akzeptanzbereiches liegt. Das Licht breitet sich nur unter bestimmten Winkeln innerhalb des LWL-Kerns aus. Das wird verständlich, wenn man den Wellencharakter des Lichts berücksichtigt: Die beteiligten Lichtwellen müssen sich konstruktiv überlagern. Das ist nur bei ganz bestimmten Neigungswinkeln gegen die optische Achse möglich. Sie müssen einen definierten Phasenunterschied aufweisen, andernfalls erfolgt Auslöschung. Die ausbreitungsfähigen Lichtwellen werden Moden (Eigenwellen) genannt. Sie lassen sich mit Hilfe der Maxwellschen Gleichungen berechnen. Die Moden unterscheiden sich durch ihre Neigungswinkel zur optischen Achse, Bild 1.9: Links Stufenprofil-LWL und rechts Brechzahlprofil Bild 1.9 links zeigt den Strahlenverlauf im Stufenprofil-LWL. Auf die LWL-Stirnfläche auftreffendes Licht wird im Lichtwellenleiter geführt, sofern es in den Kernbereich eingekoppelt wird und innerhalb des Akzeptanzbereiches liegt. 28 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="30"?> Das Licht breitet sich nur unter bestimmten Winkeln innerhalb des LWL-Kerns aus. Das wird verständlich, wenn man den Wellencharakter des Lichts berücksichtigt: Die beteiligten Lichtwellen müssen sich konstruktiv überlagern. Das ist nur bei ganz bestimmten Neigungswinkeln gegen die optische Achse möglich. Sie müssen einen definierten Phasenunterschied aufweisen, andernfalls erfolgt Auslö‐ schung. Die ausbreitungsfähigen Lichtwellen werden Moden (Eigenwellen) genannt. Sie lassen sich mit Hilfe der Maxwellschen Gleichungen berechnen. Die Moden unterscheiden sich durch ihre Neigungswinkel zur optischen Achse, durch ihren Ort sowie durch eine azimutale Komponente, die immer dann vorhanden ist, wenn das Licht schräg in den Kern eingekoppelt wird. Schräg eingekoppelte Strahlen breiten sich schraubenlinienförmig im Lichtwellenleiter aus. Die Anzahl der ausbreitungsfähigen Moden beträgt im Stufenprofil-LWL einige Hun‐ dert bis einige Millionen. Sie ist abhängig vom Kerndurchmesser, der numerischen Apertur, dem Brechzahlprofil und der Übertragungswellenlänge. Beim Stufenprofil-LWL mit Kerndurchmesser 50 µm, einer numerischen Apertur von 0,2 und einer Wellenlänge 850 nm sind es knapp 700 Moden. Das gibt dem Lichtwellenleiter den zweiten Teil seines Namens, nämlich Multi‐ mode-Lichtwellenleiter. Exakt spricht man also vom Multimode-Stufenprofil-Licht‐ wellenleiter. Anstelle Multimode-LWL wird seltener die Bezeichnung Mehrmo‐ den-LWL oder Vielmoden-LWL verwendet. 1.2.1.2 Dispersion im Stufenprofil-LWL Die Multimodigkeit bewirkt den stärksten Dispersionseffekt im Lichtwellenleiter, die Modendispersion: In Bild 1.9 links wurden mögliche Strahlwege dargestellt. Die Grundmode verläuft entlang der optischen Achse, legt den kürzesten Weg zurück und hat damit die geringste Laufzeit. Der Strahl mit maximalem Neigungswinkel gegen die optische Achse, der durch die numerische Apertur begrenzt wird, muss infolge der Zickzack-Ausbreitung einen wesentlich längeren Weg zurücklegen und benötigt dafür eine längere Zeit, da die Ausbreitungsgeschwindigkeit beider Strahlen gleich groß ist. Koppelt man Licht in die Faser ein, so verteilt sich die Leistung auf alle Moden. Jede Mode überträgt einen bestimmten Anteil der Leistung. Die Mode, die den kürzesten Weg zurückzulegen hat, trifft zuerst am Empfänger ein. Mit Verzögerung kommen die weiteren Moden an. Das führt zur Impulsverbreiterung. Bild 1.10 zeigt die Impulse zu verschiedenen Zeiten an verschiedenen Orten im Lichtwellenleiter. Je mehr Zeit verstrichen ist und je weiter sich der Impuls im Lichtwellenleiter ausgebreitet hat, umso breiter wird er. 29 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="31"?> Das ist zunächst kein Problem. Da aber nicht nur ein einzelner Impuls, sondern eine Impulsfolge übertragen, das heißt eine bestimmte Datenrate realisiert wird, folgen viele Impulse hintereinander. So kommt es zur zunehmenden Überlappung benachbarter Impulse. Zum Zeitpunkt t 4 ist die Überlappung so stark, dass der Empfänger die beiden Einzelimpulse nicht mehr trennen kann. 18 Koppelt man Licht in die Faser ein, so verteilt sich die Leistung auf alle Moden. Jede Mode überträgt einen bestimmten Anteil der Leistung. Die Mode, die den kürzesten Weg zurückzulegen hat, trifft zuerst am Empfänger ein. Mit Verzögerung kommen die weiteren Moden an. Das führt zur Impulsverbreiterung. Bild 1.10 zeigt die Impulse zu verschiedenen Zeiten an verschiedenen Orten im Lichtwellenleiter. Je mehr Zeit verstrichen ist und je weiter sich der Impuls im Lichtwellenleiter ausgebreitet hat, umso breiter wird er. Das ist zunächst kein Problem. Da aber nicht nur ein einzelner Impuls, sondern eine Impulsfolge übertragen, das heißt eine bestimmte Datenrate realisiert wird, folgen viele Impulse hintereinander. So kommt es zur zunehmenden Überlappung benachbarter Impulse. Zum Zeitpunkt t 4 ist die Überlappung so stark, dass der Empfänger die beiden Einzelimpulse nicht mehr trennen kann. LWL-Länge t 3 t 4 t 2 t 1 Bild 1.10: Impulsverbreiterung und -überlappung entlang des Lichtwellenleiters zu verschiedenen Zeiten. Dargestellt sind die einzelnen Impulse und das resultierende Signal. Der Empfänger bildet die Summe aus beiden Impulsen und registriert einen Anstieg, ein Plateau und einen Abfall. Zum Zeitpunkt t 4 registriert der Empfänger nur noch einen einzelnen Impuls. Durch die Dispersion wird die realisierbare Streckenlänge begrenzt. Es ist nahe liegend, den Abstand zwischen den benachbarten Impulsen zu vergrößern. Dann kann man größere Streckenlängen realisieren, ehe es zu einer störenden Überlappung der Impulse kommt. Ein größerer zeitlicher Abstand zwischen benachbarten Impulsen entspricht jedoch einer geringeren Datenrate bzw. Bandbreite. Bild 1.10: Impulsverbreiterung und -überlappung entlang des Lichtwellenleiters zu verschiedenen Zeiten. Dargestellt sind die einzelnen Impulse und das resultierende Signal. Der Empfänger bildet die Summe aus beiden Impulsen und registriert einen Anstieg, ein Plateau und einen Abfall. Zum Zeitpunkt t 4 registriert der Empfänger nur noch einen einzelnen Impuls. Durch die Dispersion wird die realisierbare Streckenlänge begrenzt. Es ist nahe liegend, den Abstand zwischen den benachbarten Impulsen zu vergrößern. Dann kann man größere Streckenlängen realisieren, ehe es zu einer störenden Über‐ lappung der Impulse kommt. Ein größerer zeitlicher Abstand zwischen benachbarten Impulsen entspricht jedoch einer geringeren Datenrate bzw. Bandbreite. Große Bandbreiten B sind über geringere Streckenlängen L oder geringe Bandbreiten über größere Streckenlängen realisierbar. Die beiden Parameter sind näherungsweise umgekehrt proportional zueinander: B ~ 1/ L. Daraus ergibt sich, dass das Produkt aus Bandbreite und Streckenlänge annähernd kon‐ stant ist: B ∙ L = const. Diese Konstante ist das Bandbreite-Längen-Produkt (BLP MOD ), wobei der Index „MOD“ kennzeichnet, dass es sich hier um das Bandbreite-Längen-Pro‐ dukt durch Modendispersion handelt (modale Bandbreite): B MOD ⋅ L = BLP MOD (1.14) Das Bandbreite-Längen-Produkt ist ein Faserparameter, der in jedem Datenblatt des Multimode-LWL steht. Ein typischer Wert für den Stufenprofil-LWL beträgt 30 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="32"?> 50 MHz ∙ km. Eine Bandbreite von 50 MHz kann über 1 km oder eine Bandbreite von 10 MHz über 5 km übertragen werden. Der Lichtwellenleiter verhält sich wie ein Tiefpass. Als Bandbreite wird diejenige Frequenz definiert, bei der die optische Leistung des am Empfänger eintreffenden Signals im Vergleich zur Leistung bei der Übertragungsfrequenz Null auf die Hälfte abgefallen ist. Der Effekt der Impulsverbreiterung durch unterschiedliche Laufzeiten der einzelnen Moden wird als Modendispersion bezeichnet. 1.2.1.3 Typen von Stufenprofil-LWL Infolge der hohen Dispersion und des geringen Bandbreite-Längen-Produktes kom‐ men Stufenprofil-LWL für Anwendungen in der Telekommunikation nicht in Frage. Bevorzugte Einsatzfelder sind die Sensor- und Medizintechnik. Aber auch lokale Netze können mit Stufenprofil-LWL aufgebaut werden, beispielsweise in der Büro- oder Computervernetzung. Die Norm „Fachgrundspezifikation: Lichtwellenleiter“ DIN EN 60793-2 teilt die LWL-Typen in verschiedene Kategorien ein. Kunststoff-Lichtwellenleiter (DIN EN 60793-2-40) Der Kunststoff (K)-LWL (optische Polymerfaser: POF) (Kategorie A4a bzw. OP1) ist eine preiswerte Variante des Stufenprofil-LWL. Mit seinem großen Kerndurchmesser erlaubt er die Verwendung preiswerter Komponenten und Montagetechniken. Sein Nachteil ist die große Dispersion sowie eine besonders hohe Dämpfung. Der Kunststoff-LWL hat einen Kunststoff-Kern und -Mantel. Man unterscheidet zwi‐ schen Stufenindex-, Multistufenindex- und Gradientenprofil. Die Klassen A4a bis A4h unterscheiden sich durch unterschiedliche Kerndurchmesser, numerische Aperturen, Brechzahlprofile und Wellenlängenbereiche. Kunststoff-LWL mit Gradientenprofil: vergleiche Abschnitt 1.2.2.4. Standard-Kunststoff-LWL (Kategorie A4a; OP1): ■ Manteldurchmesser: 1000 µm; Kerndurchmesser: 15 µm…35 µm kleiner als der Manteldurchmesser (meist 980 µm) ■ Dämpfungskoeffizient bei 650 nm: ≤ 180 dB/ km ■ geeignet für geringe Streckenlängen: 100 m ■ geringes Bandbreite-Längen-Produkt: ≥ 0,4 MHz ∙ km bei 650 nm ■ numerische Apertur: 0,5 ■ Material: Polymethylmethacrylat (PMMA) ■ Einsatz unter anderem im Homeoffice-Bereich ( Japan) und im PKW 31 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="33"?> Polymer Cladded Fiber (DIN EN 60793-2-30) Der PCF-LWL hat einen Quarzglaskern und einen Kunststoffmantel und damit deutlich bessere optische Parameter als der Kunststoff-LWL. Es lassen sich deutlich größere Strecken als mit Kunststoff-LWL überbrücken. Der PCF-LWL lässt sich im Feld mit der Crimp- & Cleave-Technologie einfach und schnell konfektionieren. Eine große Bedeutung haben die PCF-LWL der Kategorien A3c/ OH1, A3d; A3e. Typische Parameter: ■ Kerndurchmesser 200 µm: reines Quarzglas ■ Manteldurchmesser 230 µm: hartes Kunststoffmaterial (Hard Polymer). Spezial‐ polymer, das chemisch mit dem Kern verbunden ist und eine gute Haftung haben muss. ■ Durchmesser ETFE-Umhüllung: 230 µm bis 500 µm ■ Übertragungswellenlänge: 850 nm, (650 nm) ■ numerische Apertur: 0,35…0,4 ■ Dämpfungskoeffizient bei 850 nm: ≤ 10 dB/ km ■ Bandbreite-Längen-Produkt bei 850 nm: ≥ 5 MHz∙km ■ minimaler Biegeradius: 16 mm Das Kunststoffmaterial wirkt als optischer Mantel. Durch den Einfluss des Kunst‐ stoff-Mantels hat der PCF-LWL bei 1300 nm eine hohe Dämpfung (≈ 30 dB/ km) und kommt in diesem Wellenlängenbereich nicht zum Einsatz. Wegen des großen Kerndurchmessers ist die Faser relativ unempfindlich gegenüber Verschmutzungen. Aus diesem Grund ist die 200 µm-PCF-Faser besonders gut für den industriellen Einsatz geeignet. PCF-LWL sind unter dem Markennamen HCS ® (Hard Clad Silica) bekannt. Eine spezi‐ elle Ausführungsform mit geringem „Wassergehalt“ (geringer Anteil an OH-Ionen) ist der HCP-LWL. Das ist der in der HCS-Familie am meisten verbreitete Lichtwellenleiter. Er zeichnet sich durch einen besonders geringen Dämpfungskoeffizienten aus. Eine andere spezielle Ausführungsform ist der HCR-LWL. Dieser ist strahlungsresis‐ tent und für den Einsatz in Kernkraftwerken oder beim Militär geeignet. Eine Weiterentwicklung sind PCF-LWL mit Parabelprofil (Kerndurchmesser 62,5 µm bzw. 50 µm; Manteldurchmesser 200 µm): Glaskern und Glasmantel (Abschnitt 1.2.2.4). Weitere Stufenprofil-Lichtwellenleiter Für Medizin, Industrie und Forschung werden darüber hinaus verschiedene Varianten von Stufenprofil-LWL angeboten. 32 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="34"?> Diese sind optimiert für einen großen Temperaturbereich, einen großen Wellenlängen‐ bereich, unterschiedliche Durchmesser oder numerische Aperturen und werden mit verschiedenen Ummantelungen, außer Tefzel auch mit Silikon, Nylon, Acrylat oder Polyamid, angeboten. 1.2.2 Gradientenprofil-Lichtwellenleiter und Profildispersion 1.2.2.1 Strahlausbreitung im Gradientenprofil-LWL Entsprechend Abschnitt 1.2.1 ist der größte Nachteil des Multimode-LWL die Impuls‐ verbreiterung durch unterschiedliche Laufzeiten der einzelnen Moden (Modendisper‐ sion). Wie kann man diese Laufzeitunterschiede reduzieren? Aus Bild 1.11 ist ersichtlich, dass sich im Gradientenprofil-LWL nach wie vor viele Moden mit unterschiedlich langen Wegen durch den Lichtwellenleiter ausbreiten. Das heißt, auch der Gradientenprofil-LWL ist ein Multimode-LWL. Jetzt wird gefordert, dass die einzelnen Moden alle zur gleichen Zeit am Streckenende ankommen. Da die Wege aber unterschiedlich lang sind, müssen sich die Geschwindigkeiten der Moden unterscheiden: Moden mit längerem Weg höhere Geschwindigkeit, Moden mit kürzerem Weg geringere Geschwindigkeit. Die Ausbreitungsgeschwindigkeit v in einem Medium mit der Brechzahl n berechnet sich aus: v = c / n (1.15) Dabei ist c ≈ 300.000 km/ s die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum. Für den Brechungs‐ index des Glases gilt n ≈ 1,5. Dann ergibt sich für die Ausbreitungsgeschwindigkeit im Glas v ≈ 200.000 km/ s. Aus Gleichung (1.15) ist ersichtlich, dass man die Ausbreitungsgeschwindigkeit des Lichts beeinflussen kann, indem man die Brechzahl verändert. Eine geringere Brech‐ zahl (optisch „dünneres“ Medium) bedeutet eine höhere Ausbreitungsgeschwindigkeit. Folglich müssen die Moden, die längere Wege zurückzulegen haben, ein Medium mit geringerer Brechzahl durchlaufen. Das ist möglich mit einem Gradientenprofil-LWL. Dessen Brechzahl verringert sich mit zunehmendem Abstand von der optischen Achse (Bild 1.11 rechts). Dadurch wird das Licht schneller. Wenn sich das Licht in Richtung optischer Achse bewegt, wird es wieder langsamer, da sich die Brechzahl erhöht. 33 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="35"?> 1.16 𝑛𝑛 2 (𝑟𝑟) = 𝑛𝑛 12 − (𝑛𝑛 12 − 𝑛𝑛 22 )( 𝑟𝑟 𝑟𝑟 𝐾𝐾 ) 𝑔𝑔 𝑛𝑛 2 (𝑟𝑟) = 𝑛𝑛 22 = 𝑐𝑐𝑐𝑐𝑛𝑛𝑐𝑐𝑐𝑐. < 𝐾𝐾 ≥ 𝐾𝐾 1.44 𝑃𝑃𝑃𝑃𝐷𝐷 1Strecke = �∑ �𝐿𝐿 𝑖𝑖 ⋅ �𝑃𝑃𝑃𝑃𝐷𝐷 1𝑖𝑖 � 2 � 𝑖𝑖 √𝐿𝐿 wobei � 𝐿𝐿 𝑖𝑖 = 𝐿𝐿 𝑖𝑖 𝑃𝑃𝑃𝑃𝐷𝐷 1Strecke = �∑ �𝐿𝐿 𝑖𝑖 ⋅ �𝑃𝑃𝑃𝑃𝐷𝐷 1𝑖𝑖 � 2 � 𝑖𝑖 √𝐿𝐿 wobei � 𝐿𝐿 𝑖𝑖 = 𝐿𝐿 𝑖𝑖 3.6 𝑃𝑃 𝑅𝑅 = � 𝑃𝑃 𝑅𝑅𝑅𝑅 𝑁𝑁 𝑅𝑅=1 = 𝑃𝑃 0 ⋅ � 10 −𝑎𝑎 𝑅𝑅𝑅𝑅 / 10 𝑁𝑁 𝑅𝑅=1 3.7 10 −𝑎𝑎 𝑅𝑅 / 10 = � 10 −𝑎𝑎 𝑅𝑅𝑅𝑅 / 10 𝑁𝑁 𝑅𝑅=1 3.8 𝑎𝑎 𝑅𝑅 = −10 𝑙𝑙𝑙𝑙 � 10 −𝑎𝑎 𝑅𝑅𝑅𝑅 / 10 𝑁𝑁 𝑅𝑅=1 𝑖𝑖𝑛𝑛 𝑑𝑑𝑑𝑑 5.4 𝑎𝑎 St = � 𝐿𝐿 𝑅𝑅 ⋅ 𝛼𝛼 𝑅𝑅 + 𝑘𝑘 ⋅ 𝑎𝑎 Splei ß + 𝑚𝑚 ⋅ 𝑎𝑎 Stecker + 𝑎𝑎 Komponente + 𝑎𝑎 Res 𝑁𝑁 𝑅𝑅=1 5.10 𝐷𝐷 𝐶𝐶𝐶𝐶 = ∑ 𝐿𝐿 𝑖𝑖 ⋅ 𝐷𝐷 𝐶𝐶𝐶𝐶 𝑖𝑖 𝑖𝑖 𝐿𝐿 𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔 6.6 𝑐𝑐(𝑐𝑐) = � 𝐴𝐴 𝑘𝑘 (𝑐𝑐) ⋅ 𝑒𝑒 𝑖𝑖(2𝜋𝜋𝑓𝑓 𝑘𝑘 (𝑡𝑡)+𝜙𝜙 𝑘𝑘 (𝑡𝑡)) 𝑘𝑘 für 𝑟 < 𝑟 𝐾 für 𝑟 ≥ 𝑟 𝐾 22 Bild 1.11: Links Gradientenprofil-LWL und rechts Brechzahlprofil Untersuchungen haben gezeigt, dass man den Laufzeitunterschied zwischen den Moden minimieren kann, wenn das Brechzahlprofil annähernd den Verlauf einer Parabel hat (Bild 1.11 rechts). Ein Potenzprofil wird folgendermaßen definiert: K 22 2 K g K 22 2 1 2 1 2 r r für . const n ) r ( n r r für ) r r )( n n ( n ) r ( n        (1.16) Dabei ist n 1 die Brechzahl auf der optischen Achse ( 0 r  ), n 2 die Brechzahl an der Kern-Mantel-Grenze ( K r r  ) und g ein Profilexponent. Das Parabelprofil ergibt sich für g ≈ 2. Bild 1.12 veranschaulicht den Verlauf unterschiedlicher Potenzprofile. r r r r 0 n n 1 n 2 g = g = 2 g = 1 K K Bild 1.12: Potenzprofile Klasse Material Typ Profilexponent A1 Glaskern/ Glasmantel Gradientenindex-LWL 1  g < 3 A2 Glaskern/ Glasmantel Quasistufenindex-LWL 3  g < A3 Glaskern/ Kunststoffmantel Stufenindex-LWL 10  g <  A4 Kunststoffkern/ Kunststoffmantel Stufenindex-LWL 10  g <  Tabelle 1.2: Kategorien von Multimode-LWL Tabelle 1.2 zeigt verschiedene Kategorien von Multimode-LWL-Typen. Die größte Bedeutung hat der Parabelprofil-LWL (g  2), als eine spezielle Variante des Gradientenprofil-LWL. Alle anderen Profilexponenten (außer dem Stufenprofil) haben keine praktische Bedeutung. Oft spricht man vom Gradientenprofil-LWL und meint damit den am häufigsten verwendeten Parabelprofil-LWL. Bild 1.11: Links Gradientenprofil-LWL und rechts Brechzahlprofil Untersuchungen haben gezeigt, dass man den Laufzeitunterschied zwischen den Moden minimieren kann, wenn das Brechzahlprofil annähernd den Verlauf einer Parabel hat (Bild 1.11 rechts). Ein Potenzprofil wird folgendermaßen definiert: (1.16) Dabei ist n 1 die Brechzahl auf der optischen Achse (r = 0), n 2 die Brechzahl an der Kern-Mantel-Grenze (r = r K ) und g ein Profilexponent. Das Parabelprofil ergibt sich für g ≈ 2. Bild 1.12 veranschaulicht den Verlauf unterschiedlicher Potenzprofile. 22 Bild 1.11: Links Gradientenprofil-LWL und rechts Brechzahlprofil Untersuchungen haben gezeigt, dass man den Laufzeitunterschied zwischen den Moden minimieren kann, wenn das Brechzahlprofil annähernd den Verlauf einer Parabel hat (Bild 1.11 rechts). Ein Potenzprofil wird folgendermaßen definiert: K 22 2 K g K 22 2 1 2 1 2 r r für . const n ) r ( n r r für ) r r )( n n ( n ) r ( n        (1.16) Dabei ist n 1 die Brechzahl auf der optischen Achse ( 0 r  ), n 2 die Brechzahl an der Kern-Mantel-Grenze ( K r r  ) und g ein Profilexponent. Das Parabelprofil ergibt sich für g ≈ 2. Bild 1.12 veranschaulicht den Verlauf unterschiedlicher Potenzprofile. r r r r 0 n n 1 n 2 g = g = 2 g = 1 K K Bild 1.12: Potenzprofile Klasse Material Typ Profilexponent A1 Glaskern/ Glasmantel Gradientenindex-LWL 1  g < 3 A2 Glaskern/ Glasmantel Quasistufenindex-LWL 3  g < A3 Glaskern/ Kunststoffmantel Stufenindex-LWL 10  g <  A4 Kunststoffkern/ Kunststoffmantel Stufenindex-LWL 10  g <  Tabelle 1.2: Kategorien von Multimode-LWL Tabelle 1.2 zeigt verschiedene Kategorien von Multimode-LWL-Typen. Die größte Bedeutung hat der Parabelprofil-LWL (g  2), als eine spezielle Variante des Gradientenprofil-LWL. Alle anderen Profilexponenten (außer dem Stufenprofil) haben keine praktische Bedeutung. Oft spricht man vom Gradientenprofil-LWL und meint damit den am häufigsten verwendeten Parabelprofil-LWL. Bild 1.12: Potenzprofile Klasse Material Typ Profilexponent A1 Glaskern/ Glasmantel Gradientenindex-LWL 1 ≤ g < 3 A2 Glaskern/ Glasmantel Quasistufenindex-LWL 3 ≤ g < ∞ A3 Glaskern/ Kunststoffmantel Stufenindex-LWL 10 ≤ g < ∞ A4 Kunststoffkern/ Kunststoffmantel Stufenindex-LWL 10 ≤ g < ∞ Tab. 1.2: Kategorien von Multimode-LWL Tabelle 1.2 zeigt verschiedene Kategorien von Multimode-LWL-Typen. Die größte Bedeutung hat der Parabelprofil-LWL (g ≈ 2), als eine spezielle Variante des Gradien‐ tenprofil-LWL. Alle anderen Profilexponenten (außer dem Stufenprofil) haben keine 34 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="36"?> praktische Bedeutung. Oft spricht man vom Gradientenprofil-LWL und meint damit den am häufigsten verwendeten Parabelprofil-LWL. 1.2.2.2 Dispersion im Gradientenprofil-LWL Für die Minimierung der Laufzeitunterschiede lautet der optimale Profilexponent: g = 2 − Δ (1.17) Es ist Δ die relative Brechzahldifferenz entsprechend Gleichung (1.6). Diese hängt von den Brechzahlen n 1 und n 2 und die Brechzahlen wiederum von der Wellenlänge des Senders ab. Auch wenn diese Abhängigkeiten schwach sind, so erkennt man, dass der Profilexpo‐ nent nie exakt eingestellt werden kann, da sich der optimale Wert in Abhängigkeit von den spektralen Eigenschaften der Quelle verändert (vergleiche Abschnitt 1.2.3). Darüber hinaus gibt es technologisch bedingt, stets Abweichungen vom idealen Brechzahlverlauf. Der optimale Profilexponent liegt entsprechend Gleichung (1.17) nahe bei 2. Dann ist die Modendispersion minimal. Der verbleibende Rest ist die Profildispersion. Diese bestimmt das erreichbare Bandbreite-Längen-Produkt. Beispiele: ■ Herkömmliche Parabelprofil-LWL: BLP ≈ 300 MHz∙km ■ Lichtwellenleiter mit optimiertem Brechzahlprofil: OM3: BLP = 2000 MHz∙km ■ OM4: BLP = 4700 MHz∙km ■ Lichtwellenleiter mit optimiertem Brechzahlprofil geeignet für breiten Wellenlän‐ genbereich (850 nm bis 953 nm): OM5 (Abschnitt 1.2.3.3) 1.2.2.3 Numerische Apertur im Gradientenprofil-LWL Der sinusförmige Strahlenverlauf im Parabelprofil-LWL (Bild 1.11) wird plausibel, wenn man sich den Lichtwellenleiter aus vielen konzentrischen Schichten, mit unter‐ schiedlichen Brechzahlen, vorstellt. Bild 1.13 zeigt einen radialen Schnitt (von der optischen Achse bis zur Kern-Mantel-Grenze) durch einen solchen Lichtwellenleiter. Das Glas besteht in diesem Modell aus verschiedenen Schichten 1 bis 5 mit den Brechzahlen n 1 > n 2 > n 3 > n 4 > n 5 . Betrachtet man den gesamten Durchmesser des Lichtwellenleiters, setzen sich die Schichten 1 bis 5 in Bild 1.13 symmetrisch nach unten fort. Die Vorform des Gradien‐ tenprofil-LWL, aus der der Lichtwellenleiter gezogen wird, besteht tatsächlich aus vielen Schichten mit geringfügig unterschiedlichen Brechzahlen. 35 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="37"?> 23 1.2.2.3 Numerische Apertur im Gradientenprofil-LWL Der sinusförmige Strahlenverlauf im Parabelprofil-LWL (Bild 1.11) wird plausibel, wenn man sich den Lichtwellenleiter aus vielen konzentrischen Schichten, mit unterschiedlichen Brechzahlen, vorstellt. Bild 1.13 zeigt einen radialen Schnitt (von der optischen Achse bis zur Kern-Mantel-Grenze) durch einen solchen Lichtwellenleiter. Das Glas besteht in diesem Modell aus verschiedenen Schichten 1 bis 5 mit den Brechzahlen n 1  n 2  n 3  n 4  n 5 . 1 1 2 2 3 3 5 4 3 2 1 rr 0 K Bild 1.13: Strahlenverlauf im Gradientenprofil-LWL (radialer Schnitt) Bild 1.13: Strahlenverlauf im Gradientenprofil-LWL (radialer Schnitt) Beim Übergang von Medium 1 zu 2, von 2 zu 3 usw. wird der Strahl entsprechend des Snelliusschen Brechungsgesetzes (Bild 1.5) jeweils vom Lot weggebrochen. Der Strahl wird immer flacher, bis er total reflektiert wird. Dabei wird ein Strahl mit einem kleineren Neigungswinkel gegen die optische Achse eher total reflektiert (Strahl 2) als ein Strahl mit größerem Neigungswinkel. Strahl 1 gelangt weiter nach außen. Fällt der Strahl 1 mit maximal zulässigem Einfallswinkel ein, gelangt er bis zur Kern-Mantel-Grenze und wird dort total reflektiert. Fällt ein Strahl mit dem gleichen Einfallswinkel weiter außen auf den Lichtwellenleiter (Strahl 3), so wird dieser Strahl nicht mehr total reflektiert, sondern in den LWL-Mantel gebrochen. Das Licht geht für die Übertragung verloren. Beim Gradientenprofil-LWL hängt der jeweils maximal zulässige Einfallswinkel, das heißt die numerische Apertur, vom Ort der Einkopplung auf der Stirnfläche ab. Die ortsabhängige numerische Apertur berechnet sich mit Gleichung (1.5) und (1.16) zu: NA r = sin θ r = n 2 r − n 22 = NA r = 0 ⋅ 1 − r a g (1.18) Bild 1.14 veranschaulicht qualitativ die Verringerung der numerischen Apertur mit wachsendem Radius. Die Kreise auf der Stirnfläche verbinden Punkte mit gleicher numerischer Apertur. 24 Betrachtet man den gesamten Durchmesser des Lichtwellenleiters, setzen sich die Schichten 1 bis 5 in Bild 1.13 symmetrisch nach unten fort. Die Vorform des Gradientenprofil-LWL, aus der der Lichtwellenleiter gezogen wird, besteht tatsächlich aus vielen Schichten mit geringfügig unterschiedlichen Brechzahlen. Beim Übergang von Medium 1 zu 2, von 2 zu 3 usw. wird der Strahl entsprechend des Snelliusschen Brechungsgesetzes (Bild 1.5) jeweils vom Lot weg gebrochen. Der Strahl wird immer flacher, bis er total reflektiert wird. Dabei wird ein Strahl mit einem kleineren Neigungswinkel gegen die optische Achse eher total reflektiert (Strahl 2) als ein Strahl mit größerem Neigungswinkel. Strahl 1 gelangt weiter nach außen. Fällt der Strahl 1 mit maximal zulässigem Einfallswinkel ein, gelangt er bis zur Kern-Mantel-Grenze und wird dort total reflektiert. Fällt ein Strahl mit dem gleichen Einfallswinkel weiter außen auf den Lichtwellenleiter (Strahl 3), so wird dieser Strahl nicht mehr total reflektiert, sondern in den LWL-Mantel gebrochen. Das Licht geht für die Übertragung verloren. Beim Gradientenprofil-LWL hängt der jeweils maximal zulässige Einfallswinkel, das heißt die numerische Apertur, vom Ort der Einkopplung auf der Stirnfläche ab. Die ortsabhängige numerische Apertur berechnet sich mit Gleichung (1.5) und (1.16) zu: g 22 2 a r 1 0) NA(r n (r) n ) r ( θ sin NA(r)            (1.18) Bild 1.14 veranschaulicht qualitativ die Verringerung der numerischen Apertur mit wachsendem Radius. Die Kreise auf der Stirnfläche verbinden Punkte mit gleicher numerischer Apertur. Kern (r) r Bild 1.14: Verringerung der numerischen Apertur mit wachsendem Radius beim Gradientenprofil-LWL 1.2.2.4 Typen von Gradientenprofil-LWL Die Gradientenprofil-LWL wurden in dem Standard DIN EN 60793-2-10 spezifiziert. Das sind Lichtwellenleiter mit annähernd parabelförmigem Brechzahlprofil (Kategorie A1: g  2), mit dotiertem Quarzglas-Kern und meist undotiertem Quarzglas-Mantel. Der Einsatz erfolgt vorzugsweise in Datennetzen. Die typischen Übertragungswellenlängen sind 850 nm und 1300 nm. Die beiden wichtigsten Kategorien wurden in Tabelle 1.3 spezifiziert. Bild 1.14: Verringerung der numerischen Apertur mit wachsendem Radius beim Gradientenprofil-LWL 36 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="38"?> 1.2.2.4 Typen von Gradientenprofil-LWL Die Gradientenprofil-LWL wurden in dem Standard DIN EN 60793-2-10 spezifiziert. Das sind Lichtwellenleiter mit annähernd parabelförmigem Brechzahlprofil (Kategorie A1: g ≈ 2), mit dotiertem Quarzglas-Kern und meist undotiertem Quarzglas-Mantel. Der Einsatz erfolgt vorzugsweise in Datennetzen. Die typischen Übertragungswellen‐ längen sind 850 nm und 1300 nm. Die beiden wichtigsten Kategorien wurden in Tabelle 1.3 spezifiziert. Klasse A1a A1b Kern-/ Mantel-Durchmesser in µm 50 ± 2,5/ 125 ± 2 62,5 ± 3/ 125 ± 2 Tab. 1.3: Klassifikation des Gradientenprofil-LWL Die Kategorie A1b hat nicht nur einen größeren Kerndurchmesser als Klasse A1a, sondern auch eine größere numerische Apertur. Deshalb ist die Dispersion in diesem Lichtwellenleiter höher. Andererseits wird durch eine höhere numerische Apertur und einen höheren Kern‐ durchmesser die Einkopplung vereinfacht und es kann eine höhere Sendeleistung aufgenommen werden. Eine Erhöhung der numerischen Apertur erzielt man durch Vergrößerung der Brech‐ zahl im LWL-Kern (Gleichung (1.5)). Dies wird durch eine erhöhte Dotierung mit Fremdatomen, vorzugsweise Germaniumoxid, erreicht. Eine stärkere Dotierung erhöht die Rayleighstreuung und damit den Dämpfungskoeffizient des Lichtwellenleiters. Parameter Werte Werte Wellenlänge in nm 850 1300 numerische Apertur 0,20 ± 0,015 Kategorie A1a.1 (OM1 bzw. OM2) Dämpfungskoeffizient in dB/ km 2,4…3,5 0,5…1,5 Bandbreite-Längen-Produkt in MHz ∙ km (OFL) 200…800 200…1200 Kategorie A1a.2 (OM3)/ A1a.3 (OM4) Dämpfungskoeffizient in dB/ km 2,5 0,8 Bandbreite-Längen-Produkt in MHz ∙ km (OFL) 1500/ 3500 500 Tab. 1.4: Typische Parameter des 50 µm-LWL (DIN EN 60793-2-10, Kategorie A1a) Parameter Werte Werte Wellenlänge in nm 850 1300 numerische Apertur 0,275 ± 0,015 Dämpfungskoeffizient in dB/ km 2,8…3,5 0,7…1,5 Bandbreite-Längen-Produkt in MHz ∙ km (OFL) 100…800 200…1000 Tab. 1.5: Typische Parameter des 62,5 µm-LWL (DIN EN 60793-2-10, Kategorie A1b) 37 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="39"?> Lichtwellenleiter der Kategorie A1b sind sowohl bezüglich Dämpfung als auch bezüg‐ lich Dispersion schlechter als Lichtwellenleiter der Kategorie A1a. In Tabellen 1.4 und 1.5 wurden die wichtigsten Parameter dieser beiden LWL-Kategorien zusammen‐ gestellt. Die Unterschiede in der Dämpfung und im Bandbreite-Längen-Produkt (BLP) zwi‐ schen den beiden Klassen kommen bei der Wellenlänge 850 nm zum Tragen. Das Bandbreite-Längen-Produkt des 62,5 µm-LWL ist wesentlich geringer. Deshalb sollte bei Anwendungen mit höheren Datenraten der 50 μm-LWL dem 62,5 μm-LWL vorgezogen werden. Besonders große Bandbreite-Längen-Produkte im ersten optischen Fenster erreicht man mit den OM3-, OM4bzw. OM5-Fasern (Abschnitt 1.2.3.3). Die Norm räumt einen großen Spielraum für die Parameter ein. Bei modernen Licht‐ wellenleitern liegt der Dämpfungskoeffizient im unteren spezifizierten Bereich. Da der optimale Profilexponent von der Brechzahl (Gleichung 1.17) und diese wiederum von der Wellenlänge abhängt, kann der Parabelprofil-LWL bezüglich seiner Bandbreite nur für eines der beiden optischen Fenster optimiert werden. Es ist praktisch unmöglich, Lichtwellenleiter mit sehr hohen Bandbreiten für beide optische Fenster herzustellen. Deshalb werden in den Tabellen 1.4 und 1.5 große Bereiche für das Bandbreite-Län‐ gen-Produkt angegeben. Bei der Auswahl des passenden Lichtwellenleiters beachte man die konkreten Anforderungen und ziehe die Datenblätter der LWL-Anbieter zu Rate. Die dort spezifizierten Parameter übertreffen meist deutlich die Mindestforderungen der Norm. Neben den Klassen A1a und A1b gibt es auch Kunststoff-LWL und PCF-LWL mit Gradientenprofil. Diese können in lokalen Netzen eingesetzt werden. Kunststoff-Lichtwellenleiter mit Gradientenprofil Der Fertigungsprozess für den Kunststoff-Lichtwellenleiter mit Gradientenprofil ist im Vergleich zum Stufenprofil wesentlich aufwändiger. Als Material kommt perfluoriertes oder deuteriertes Polymethylmethacrylat zum Einsatz. µmbzw. 62,5 µm-PCF-Lichtwellenleiter mit Gradientenprofil (G-PCF) Diese Lichtwellenleiter sind genormt in DIN EN 60793-2-30 (Kategorie A3f: 50 µm; Ka‐ tegorie A3g: 62,5 µm). Sie kommen bei höheren Anforderungen an das Bandbreite-Län‐ gen-Produkt zum Einsatz. Aufbau (Bild 1.15 (b)): ■ Durchmesser 0 µm bis 50 µm bzw. 62,5 µm: dotierter Quarzglaskern (Parabelprofil) 38 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="40"?> ■ Durchmesser 50 µm bzw. 62,5 µm bis 200 µm: Quarzglasmantel ■ Durchmesser 200 µm bis 230 µm: hartes Kunststoffmaterial (Hard Polymer) ■ Durchmesser 230 µm bis 500 µm: ETFE-Umhüllung Bei diesem Faseraufbau werden die optischen Eigenschaften allein durch das Glas (Kern und Mantel), nicht durch die Kunststoffumhüllung, wie beim 200 µm-PCF-LWL, beeinflusst. Es handelt sich also nicht mehr um einen herkömmlichen PCF-LWL, da der Kunststoff nicht mehr die Übertragungseigenschaften beeinflusst. Dieser LWL-Typ hat die gleichen Eigenschaften wie die Lichtwellenleiter entsprechend Tabelle 1.4 und 1.5. Der einzige Unterschied ist der Manteldurchmesser: anstelle 125 µm => 200 µm. 27 Dieser LWL-Typ hat die gleichen Eigenschaften wie die Lichtwellenleiter entsprechend Tabelle 1.4 und 1.5. Der einzige Unterschied ist der Manteldurchmesser: anstelle 125 µm => 200 µm. undotiertes Glas (Kern) Polymer (Mantel) dotiertes Glas (Kern) undotiertes Glas (Mantel) Polymer (a) (b) Bild 1.15: Vergleich herkömmlicher 200 µm-PCF-LWL (Stufenprofil) (a) mit PCF-LWL mit reduziertem Kerndurchmesser und Gradientenprofil (b) Das Glas hat bei 1300 nm einen geringeren Dämpfungskoeffizient als das Kunststoffmaterial und ist deshalb auch in diesem Wellenlängenbereich nutzbar. Tabelle 1.6 stellt einige typische Parameter zusammen. Die Parameter liegen innerhalb der Grenzen entsprechend Tabelle 1.4 und 1.5. Parameter 50 µm-PCF-LWL 62,5 µm-PCF-LWL Dämpfungskoeffizient bei 850 nm ≤ 2,4 dB/ km 3 dB/ km Dämpfungskoeffizient bei 1300 nm ≤ 1 dB/ km 1 dB/ km Bandbreite-Längen-Produkt bei 850 nm ≥ 500 MHz·km ≥ 200 MHz·km Bandbreite-Längen-Produkt bei 1300 nm ≥ 500 MHz·km ≥ 500 MHz·km Tabelle 1.6: Typische Parameter von PCF-LWL mit Parabelprofil 1.2.3 Vergrößerung Bandbreite-Längen-Produkt 1.2.3.1 Parabelprofil-Lichtwellenleiter mit optimiertem Brechzahlprofil Der Schritt vom Stufenprofil-LWL zum Parabelprofil-LWL brachte eine wesentliche Erhöhung des Bandbreite-Längen-Produktes und ermöglichte den breiten Einsatz des Lichtwellenleiters in lokalen Netzen. Jedoch steigen die Anforderungen an die Bandbreite weiter. Zunehmend werden Gigabitbzw. 10/ 40/ 100-Gigabit-Ethernet-Netze realisiert. Herkömmliche Parabelprofil- LWL stoßen bei diesen Datenraten bereits bei kurzen Streckenlängen an ihre Kapazitätsgrenzen. Deshalb werden Lösungen gesucht, wie diese hohen Bandbreiten auch über größere Streckenlängen übertragen werden können. Bild 1.15: Vergleich herkömmlicher 200 µm-PCF-LWL (Stufenprofil) (a) mit PCF-LWL mit reduziertem Kerndurchmesser und Gradientenprofil (b) Das Glas hat bei 1300 nm einen geringeren Dämpfungskoeffizient als das Kunststoff‐ material und ist deshalb auch in diesem Wellenlängenbereich nutzbar. Tabelle 1.6 stellt einige typische Parameter zusammen. Die Parameter liegen innerhalb der Grenzen entsprechend Tabelle 1.4 und 1.5. Parameter 50 µm-PCF-LWL 62,5 µm-PCF-LWL Dämpfungskoeffizient bei 850 nm ≤ 2,4 dB/ km 3 dB/ km Dämpfungskoeffizient bei 1300 nm ≤ 1 dB/ km 1 dB/ km Bandbreite-Längen-Produkt bei 850 nm ≥ 500 MHz∙km ≥ 200 MHz∙km Bandbreite-Längen-Produkt bei 1300 nm ≥ 500 MHz∙km ≥ 500 MHz∙km Tab. 1.6: Typische Parameter von PCF-LWL mit Parabelprofil 1.2.3 Vergrößerung Bandbreite-Längen-Produkt 1.2.3.1 Parabelprofil-Lichtwellenleiter mit optimiertem Brechzahlprofil Der Schritt vom Stufenprofil-LWL zum Parabelprofil-LWL brachte eine wesentliche Erhöhung des Bandbreite-Längen-Produktes und ermöglichte den breiten Einsatz des Lichtwellenleiters in lokalen Netzen. 39 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="41"?> Jedoch steigen die Anforderungen an die Bandbreite weiter. Zunehmend werden Gigabitbzw. 10/ 40/ 100-Gigabit-Ethernet-Netze realisiert. Herkömmliche Parabelpro‐ fil-LWL stoßen bei diesen Datenraten bereits bei kurzen Streckenlängen an ihre Kapazitätsgrenzen. Deshalb werden Lösungen gesucht, wie diese hohen Bandbreiten auch über größere Streckenlängen übertragen werden können. Die einfachste Möglichkeit ist der Einsatz des Singlemode-LWL (vergleiche Ab‐ schnitt 1.2.5). In diesem breitet sich nur noch eine einzige Mode aus. Effekte wie Modendispersion bzw. Profildispersion spielen keine Rolle mehr. Aus Kostengründen wird oftmals am Parabelprofil-LWL festgehalten, sofern die Streckenlängen noch im Bereich einiger hundert Meter liegen. Durch Verbesserung des Herstellungsprozesses werden Brechzahleinbrüche und Unregelmäßigkeiten ver‐ mieden und man nähert sich dem idealen Brechzahlverlauf an. Die Anzahl der Schichten, die das Brechzahlprofil in der Preform bilden, muss wesent‐ lich erhöht werden. Das Ergebnis sind Lichtwellenleiter mit deutlich größeren Bandbreite-Längen-Pro‐ dukten (OM3, OM4, OM5: Abschnitt 1.2.3.3). Alle namhaften Faserhersteller bieten derartige Fasern an. 1.2.3.2 Materialdispersion Gewöhnlich ist die Materialdispersion im Parabelprofil-LWL deutlich kleiner als die Profildispersion und kann deshalb vernachlässigt werden. Durch die starke Reduktion der Profildispersion bei Optimierung des Brechzahlprofils kann jedoch die Material‐ dispersion im Multimode-LWL störend werden. Das hat Konsequenzen, die beim Systementwurf zu beachten sind. Bei der Lichtausbreitung unterscheidet man zwischen Phasengeschwindigkeit v ph und Gruppengeschwindigkeit v gr . Die Phasengeschwindigkeit beschreibt die Ausbrei‐ tungsgeschwindigkeit der Wellenfront einer einzelnen Mode. Maßgebend für die Signalfortpflanzung im Lichtwellenleiter ist die Gruppenge‐ schwindigkeit. Sie ist die Ausbreitungsgeschwindigkeit des Schwerpunktes eines Wellenpaketes entlang des Lichtwellenleiters, welches aus einem zeitlich modulierten Signal gebildet wird, das Lichtwellen mit verschiedenen Wellenlängen beinhaltet. Es besitzt räumlich und spektral eine endliche Ausdehnung. Die Gruppengeschwindigkeit ist die Geschwindigkeit der Ausbreitung der Energie des Lichtimpulses im Lichtwellenleiter und somit verantwortlich für die Materialdisper‐ sion. Entsprechend Gleichung (1.15) gilt für die Phasenbrechzahl n ph : 40 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="42"?> n ph λ = c vph λ (1.19) wobei in dieser Darstellung die Wellenlängenabhängigkeit der Brechzahl berücksich‐ tigt wurde. Die Gruppenbrechzahl n gr wird folgendermaßen definiert: n gr λ = c vgr λ = n ph λ − λ dnph λ dλ (1.20) Sie berechnet sich aus der Phasenbrechzahl, enthält aber noch einen Summanden, der die Brechzahländerung mit der Wellenlänge beschreibt. Ursache für die Materialdispersion ist die Abhängigkeit der Gruppenbrechzahl und damit der Gruppenlaufzeit von der Wellenlänge. Da jeder optische Sender eine endliche spektrale Breite aufweist, verteilt sich die Leistung auf die einzelnen Wellenlängenan‐ teile. Jeder spektrale Anteil transportiert einen kleinen Leistungsanteil mit unterschiedli‐ chen Geschwindigkeiten durch den Lichtwellenleiter. Als Folge treffen die verschiede‐ nen Wellenlängenanteile zu verschiedenen Zeiten auf den Empfänger (Bild 1.16). 29 Sie berechnet sich aus der Phasenbrechzahl, enthält aber noch einen Summanden, der die Brechzahländerung mit der Wellenlänge beschreibt. Ursache für die Materialdispersion ist die Abhängigkeit der Gruppenbrechzahl und damit der Gruppenlaufzeit von der Wellenlänge. Da jeder optische Sender eine endliche spektrale Breite aufweist, verteilt sich die Leistung auf die einzelnen Wellenlängenanteile. Jeder spektrale Anteil transportiert einen kleinen Leistungsanteil mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten durch den Lichtwellenleiter. Als Folge treffen die verschiedenen Wellenlängenanteile zu verschiedenen Zeiten auf den Empfänger (Bild 1.16). Eingang Ausgang alle Wellenlängen Wellenlänge 1 Wellenlänge 2 Wellenlänge 3 t t t t t t t t Bild 1.16: Impulsverbreiterung durch Materialdispersion Der resultierende Impuls am Ende der Strecke, der sich aus der Summe der einzelnen spektralen Anteile ergibt, wird verbreitert. Das kann zur Überlappung mit dem benachbarten Impuls und damit zu Störungen führen. Gruppenbrechzahl n gr 0,5 0 1,0 1,5 2,0 1,48 1,47 1,46 1,45 Wellenlänge in m Bild 1.17: Spektraler Verlauf der Gruppenbrechzahl von Quarzglas Bild 1.16: Impulsverbreiterung durch Materialdispersion Der resultierende Impuls am Ende der Strecke, der sich aus der Summe der einzelnen spektralen Anteile ergibt, wird verbreitert. Das kann zur Überlappung mit dem benachbarten Impuls und damit zu Störungen führen. 41 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="43"?> 29 Wellenlänge 3 t t Bild 1.16: Impulsverbreiterung durch Materialdispersion Der resultierende Impuls am Ende der Strecke, der sich aus der Summe der einzelnen spektralen Anteile ergibt, wird verbreitert. Das kann zur Überlappung mit dem benachbarten Impuls und damit zu Störungen führen. Gruppenbrechzahl n gr 0,5 0 1,0 1,5 2,0 1,48 1,47 1,46 1,45 Wellenlänge in m Bild 1.17: Spektraler Verlauf der Gruppenbrechzahl von Quarzglas Bild 1.17: Spektraler Verlauf der Gruppenbrechzahl von Quarzglas In Bild 1.17 wurde die Gruppenbrechzahl von Quarzglas in Abhängigkeit von der Wellenlänge dargestellt. Bemerkenswert ist, dass die Gruppenbrechzahl etwa bei einer Wellenlänge von 1,3 µm ein Minimum durchläuft. Dort sind die Änderungen der Gruppenbrechzahl bei Änderungen der Wellenlänge minimal und somit die Dispersion gering. Der Koeffizient der Materialdispersion ist ein Maß für die Änderung der Gruppen‐ brechzahl mit der Wellenlänge. Er berechnet sich aus deren erster Ableitung: D MAT = 1 c dngr λ dλ = − λ c d2nph λ dλ2 in ps/ nm⋅km (1.21) In Bild 1.17 wurde die Gruppenbrechzahl von Quarzglas in Abhängigkeit von der Wellenlänge dargestellt. Bemerkenswert ist, dass die Gruppenbrechzahl etwa bei einer Wellenlänge von 1,3 µm ein Minimum durchläuft. Dort sind die Änderungen der Gruppenbrechzahl bei Änderungen der Wellenlänge minimal und somit die Dispersion gering. Der Koeffizient der Materialdispersion ist ein Maß für die Änderung der Gruppenbrechzahl mit der Wellenlänge. Er berechnet sich aus deren erster Ableitung: km) ps/ (nm in d ) ( n d c d ) ( dn c1 D 2 ph 2 gr MAT          (1.21) Bild 1.18: Koeffizient der Materialdispersion als Funktion der Wellenlänge für undotiertes und dotiertes Quarzglas In Bild 1.18 wurde der Verlauf des Koeffizienten der Materialdispersion für reines und dotiertes Quarzglas dargestellt. Entsprechend dem Minimum der Gruppenbrechzahl entsteht ein Nulldurchgang bei 1,3 µm. Die Dotierung mit Germaniumoxid bringt eine relativ schwache Beeinflussung dieses Nulldurchganges. Während der Koeffizient der Materialdispersion im zweiten optischen Fenster meist vernachlässigbar ist, nimmt er im ersten optischen Fenster sehr große negative Werte an: D MAT ≥ -104 ps/ (nm·km) (ITU-T G.651.1). Die Impulsverbreiterung T MAT infolge Materialdispersion ist proportional zur Streckenlänge L, zur Halbwertsbreite HWB der optischen Quelle und zum Koeffizient der Materialdispersion D MAT : MAT MAT D L HWB T     (1.22) Die Impulsverbreiterung im Lichtwellenleiter T LWL wird sowohl durch die Materialdispersion T MAT als auch die Modendispersion T MOD verursacht. Bild 1.18: Koeffizient der Materialdispersion als Funktion der Wellenlänge für undotiertes und dotiertes Quarzglas In Bild 1.18 wurde der Verlauf des Koeffizienten der Materialdispersion für reines und dotiertes Quarzglas dargestellt. Entsprechend dem Minimum der Gruppenbrechzahl entsteht ein Nulldurchgang bei 1,3 µm. Die Dotierung mit Germaniumoxid bringt eine relativ schwache Beeinflussung dieses Nulldurchganges. 42 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="44"?> Während der Koeffizient der Materialdispersion im zweiten optischen Fenster meist vernachlässigbar ist, nimmt er im ersten optischen Fenster sehr große negative Werte an: D MAT ≥ -104 ps/ (nm∙km) (ITU-T G.651.1). Die Impulsverbreiterung ΔT MAT infolge Materialdispersion ist proportional zur Stre‐ ckenlänge L, zur Halbwertsbreite HWB der optischen Quelle und zum Koeffizienten der Materialdispersion D MAT : ΔT MAT = HWB ⋅ L ⋅ D MAT (1.22) Die Impulsverbreiterung im Lichtwellenleiter ΔT LWL wird sowohl durch die Material‐ dispersion ΔT MAT als auch die Modendispersion ΔT MOD verursacht. Beide Anteile überlagern sich. Bei gaußförmigen Impulsen gilt: ΔT LWL = ΔT MAT ) 2 + ΔT MOD ) 2 (1.23) Das bedeutet, dass eine teilweise Auslöschung dieser beiden Anteile unmöglich ist. Durch die Quadratbildung summieren sie sich stets. Sinngemäß ergibt sich das Bandbreite-Längen-Produkt des Lichtwellenleiters BLP LWL aus der Überlagerung der Bandbreite-Längen-Produkte infolge Materialdispersion BLP MAT und Modendispersion BLP MOD : BLP LWL = 1 1 BLPMAT 2 + 1 BLPMOD 2 (1.24) Während die Modendispersion allein durch die Eigenschaften des Lichtwellenleiters bestimmt wird, hängt die Materialdispersion sowohl von den LWL-Eigenschaften (D MAT ) als auch den Eigenschaften des Senders (HWB, D MAT (λ)) ab. Nur wenn die Materialdispersion gegenüber der Modendispersion vernachlässigbar ist, hängt die Impulsverbreiterung allein von den Eigenschaften des Lichtwellenleiters ab. Davon war man in der Vergangenheit immer ausgegangen: Das Bandbreite-Län‐ gen-Produkt war ein reiner Faserparameter in der LWL-Spezifikation, unabhängig von den Eigenschaften des Senders. Durch die Optimierung des Brechzahlprofils entsteht eine neue Situation: Die Mo‐ dendispersion wird reduziert und die Materialdispersion und damit die spektralen Eigenschaften des Senders können das Bandbreite-Längen-Produkt beeinflussen. Es ist wenig sinnvoll, einen Lichtwellenleiter mit optimiertem Brechzahlprofil (OM3, OM4, OM5) einzusetzen, wenn durch Materialdispersion der Vorteil wieder zunichte gemacht wird. Das Bandbreite-Längen-Produkt der Materialdispersion muss so groß sein, dass das Bandbreite-Längen-Produkt des Lichtwellenleiters nicht beeinflusst wird. Dann gilt BLP LWL ≈ BLP MOD . 43 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="45"?> Das wird erreicht, indem man den Lichtwellenleiter mit einer spektral schmalbandigen Quelle (VCSEL) anregt. OM3-, OM4bzw. OM5-Fasern dürfen nicht mit spektral breitbandigen Lumineszenzdioden betrieben werden. 1.2.3.3 Fasern mit großem Bandbreite-Längen-Produkt im ersten optischen Fenster Diese Fasern kommen vor allem zur Breitbandübertragung in Rechenzentren zum Ein‐ satz. Das erste optische Fenster bietet sich an, weil für diese Wellenlängen preiswerte Laserdioden (VCSEL) verfügbar sind. Die Norm DIN EN 50173-1 (10/ 2018) definiert verschiedene Kategorien von Multi‐ mode-LWL mit für das erste optische Fenster optimiertem Brechzahlprofil (Tabelle 1.7). Kategorie Kerndurchmesser Modale Bandbreite in MHz km Streckenlänge bei Vollanregung Laseranre‐ gung 1 GbE 10 GbE 40 GbE/ 100 GbE 850 nm/ 953 nm 1300 nm 850 nm/ 953 nm 850 nm 850 nm 850 nm OM1 50 µm oder 62,5 µm*) ≥ 200 ≥ 500 - 275 m 33 m - OM2 ≥ 500 ≥ 500 - 550 m 82 m - OM3 50 µm ≥ 1500 ≥ 500 ≥ 2000 - 300 m 100 m OM4 ≥ 3500 ≥ 500 ≥ 4700 - 550 m 150 m OM5 4 λ! ≥ 3500/ 1850 ≥ 500 ≥ 4700/ 2470 - 550 m 150 m *) OM1 ist typisch 62,5 µm-Faser, kann aber auch 50 µm-Faser sein. OM2 ist typisch 50 µm-Faser, kann aber auch 62,5 µm-Faser sein. Tab. 1.7: Modale Bandbreite der OM1bis OM5-Faser Vollanregung wird bei Beleuchtung des Multimode-LWL mit einer Lumineszenzdiode realisiert. Um eine geringe spektrale Halbwertsbreite (vergleiche vorhergehenden Abschnitt) und hohe Datenraten (ab 1 Gbit/ s) zu realisieren, werden Laserdioden benötigt. Diese regen zunächst erst nur einen Teil der Moden im Multimode-LWL an. Die Laseranregung ist nur für 850 nm und OM3-, OM4bzw. OM5-Fasern definiert. Mit Laseranregung erhält man größere Bandbreiten-Längen-Produkte als mit LED-Anre‐ gung. Die OM5-Faser (WBMMF: Wideband Multimode Fiber), genormt in TIA-492AAAE und IEC 60793-2-10, ist optimiert für die gleichzeitige Übertragung von vier Wellenlängen im Bereich des ersten optischen Fensters, nämlich bei 850 nm, 880 nm, 910 nm und 940 nm. Entsprechend Tabelle 1.7 und Bild 1.19 hat die OM5-Fasern auch für größere Wellen‐ längen noch ein relativ großes Bandbreite-Längen-Produkt. 44 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="46"?> Dieses so genannte kurze Wellenlängenmultiplex (SWDM: Short Wavelength Division Multiplex) ermöglich eine weitere Erhöhung der Übertragungskapazität des Multi‐ mode-Lichtwellenleiters. Tabelle 1.7 vergleicht die Vierkanalübertragung über OM3, OM4 und OM5 nach MSA Technical Specification für 40G SWDM4 bzw. 100G SWDM4. OM3 OM4 OM5 40 G-SWDM 4 x 10 Gbit/ s Streckenlänge 240 m 350 m 440 m Kanaldämpfung 2,4 dB 2,8 dB 2,9 dB 100 G-SWDM 4 x 25 Gbit/ s Streckenlänge 75 m 100 m 150 m Kanaldämpfung 1,8 dB 1,9 dB 2,0 dB Tab. 1.7: Vergleich Vierkanalübertragung über OM3-, OM4bzw. OM5-Faser 1000 2000 3000 4000 950 930 910 890 870 850 OM3 OM4 OM5 Bild 1.19: Bandbreite-Längen-Produkt als Funktion der Wellenlänge (Quelle: nach [1.1]) 1.2.4 Biegeunempfindliche Multimode-LWL Multimode-LWL sind deutlich biegeunempfindlicher als Singlemode-LWL. Dennoch gibt es Beispiele, wo Biegeverluste im Multimode-LWL stören können: Installationsmängel in Rechenzentren. Wegen des teilweise sehr geringen Dämpfungsbudgets je Strecke (2,6 dB bzw. 1,9 dB bei 10bzw. 40 Gbit/ s-Ethernet) können zusätzliche Verluste im Zehntel-Dezibel-Bereich bereits zu Problemen führen. Die Entwicklungsarbeiten konzentrierten sich auf Fasern, die in Rechenzentren im Einsatz sind (hohes Bandbreite-Längen-Produkt bei 850 nm): OM2, OM3, OM4. Diese Fasern sind mit herkömmlichem Biegeverhalten (MMF) und als biegeunempfindliche Multimode-Fasern (BI-MMF) verfügbar (Tabelle 1.8). OM2 OM3 OM4 MMF A1a.1a A1a.2a A1a.3a BI-MMF A1a.1b A1a.2b A1a.3b Tabelle 1.8: Klassifikation der Kategorien der OM2-, OM3- und OM4-Faser Durch Absenkung der Brechzahl (depressed cladding) im inneren Mantelbereich wird ein Lichtaustritt aus dem Kern verhindert. Das erreicht man durch Dotierung des Glases mit Fluor (Bild 1.20). Die Kern-Mantelgrenze befindet sich dort, wo das Parabelprofil die Abszisse schneidet. Entsprechende Produkte tragen den Markennamen j- Bild 1.19: Bandbreite-Längen-Produkt als Funktion der Wellenlänge (Quelle: nach [1.1]) 1.2.4 Biegeunempfindliche Multimode-LWL Multimode-LWL sind deutlich biegeunempfindlicher als Singlemode-LWL. Dennoch gibt es Beispiele, wo Biegeverluste im Multimode-LWL stören können: Installations‐ mängel in Rechenzentren. Wegen des teilweise sehr geringen Dämpfungsbudgets je Strecke (2,6 dB bzw. 1,9 dB bei 10bzw. 40 Gbit/ s-Ethernet) können zusätzliche Verluste im Zehntel-Dezibel-Bereich bereits zu Problemen führen. Die Entwicklungsarbeiten konzentrierten sich auf Fasern, die in Rechenzentren im Einsatz sind (hohes Bandbreite-Längen-Produkt bei 850 nm): OM2, OM3, OM4. Diese Fasern sind mit herkömmlichem Biegeverhalten (MMF) und als biegeunempfindliche Multimode-Fasern (BI-MMF) verfügbar (Tabelle 1.8). 45 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="47"?> OM2 OM3 OM4 MMF A1a.1a A1a.2a A1a.3a BI-MMF A1a.1b A1a.2b A1a.3b Tab. 1.8: Klassifikation der Kategorien der OM2-, OM3- und OM4-Faser Durch Absenkung der Brechzahl (depressed cladding) im inneren Mantelbereich wird ein Lichtaustritt aus dem Kern verhindert. Das erreicht man durch Dotierung des Glases mit Fluor (Bild 1.20). Die Kern-Mantelgrenze befindet sich dort, wo das Parabelprofil die Abszisse schneidet. Entsprechende Produkte tragen den Markennamen j-BendAble, MaxCap-BB oder GIGAlite FLEX . Biege-unempfindliche Multimode-LWL sind kompatibel zu herkömmlichen Parabel‐ profil-Fasern (Spleißdämpfung < 0,1 dB). n(r) r r Bild 1.19: Brechzahlprofil des biegeunempfindlichen Multimode-LWL Tabelle 1.9 vergleicht die Makrobiegeverluste der herkömmlichen Multimode-Fasern mit den biegeunempfindlichen Multimode-Fasern. Der biegeunempfindliche Multimode-LWL ist für kleinere Biegeradien spezifiziert. Bemerkenswert ist die zunehmende Biegeempfindlichkeit mit der Wellenlänge (wie beim Singlemode-LWL). Biegeradius Anzahl der Windungen 850 nm 1300 nm Fasertyp 37,5 mm 100 ≤ 0,5 dB ≤ 0,5 dB MMF 15 mm 2 ≤ 1,0 dB ≤ 1,0 dB MMF 37,5 mm 100 ≤ 0,5 dB ≤ 0,5 dB BI-MMF 15 mm 2 ≤ 0,1 dB ≤ 0,3 dB BI-MMF 7,5 mm 2 ≤ 0,2 dB ≤ 0,5 dB BI-MMF Tabelle 1.9: Spezifikation der Makrobiegeempfindlichkeit nach DIN EN 60793-2-10 1.2.5 Standard-Singlemode-LWL und chromatische Dispersion Mit den besten Parabelprofil-LWL schafft man heute eine 10 Gbit/ s-Ethernet- Übertragung über 550 m (OM4). Im Weitverkehr müssen aber 10 Gbit/ s über mindestens die hundertfache Länge übertragen werden. Darüber hinaus steigen die Anforderungen an die Datenrate weiter (40 Gbit/ s, 100 Gbit/ s). Bild 1.20: Brechzahlprofil des biegeunempfindlichen Multimode-LWL Tabelle 1.9 vergleicht die Makrobiegeverluste der herkömmlichen Multimode-Fasern mit den biegeunempfindlichen Multimode-Fasern. Der biegeunempfindliche Multi‐ mode-LWL ist für kleinere Biegeradien spezifiziert. Bemerkenswert ist die zunehmende Biegeempfindlichkeit mit der Wellenlänge (wie beim Singlemode-LWL). Biegeradius Anzahl der Windungen 850 nm 1300 nm Fasertyp 37,5 mm 100 ≤ 0,5 dB ≤ 0,5 dB MMF 15 mm 2 ≤ 1,0 dB ≤ 1,0 dB MMF 37,5 mm 100 ≤ 0,5 dB ≤ 0,5 dB BI-MMF 15 mm 2 ≤ 0,1 dB ≤ 0,3 dB BI-MMF 7,5 mm 2 ≤ 0,2 dB ≤ 0,5 dB BI-MMF Tab. 1.9: Spezifikation der Makrobiegeempfindlichkeit nach DIN EN 60793-2-10 46 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="48"?> 1.2.5 Standard-Singlemode-LWL und chromatische Dispersion Mit den besten Parabelprofil-LWL schafft man heute eine 10 Gbit/ s-Ethernet-Übertra‐ gung über 550 m (OM4). Im Weitverkehr müssen aber 10 Gbit/ s über mindestens die hundertfache Länge übertragen werden. Darüber hinaus steigen die Anforderungen an die Datenrate weiter (40 Gbit/ s, 100 Gbit/ s). Alle bisherigen Dispersionsprobleme wurden durch die Laufzeitunterschiede zwischen den einzelnen Moden verursacht. Um diese Probleme zu vermeiden, darf sich im Licht‐ wellenleiter nur noch eine einzige Mode ausbreiten. Das führt zum Singlemode-LWL, Einmoden-LWL, Monomode-LWL. Bild 1.21 veranschaulicht die Unterschiede hinsichtlich Kerndurchmesser, Mantel‐ durchmesser und numerischer Apertur zwischen den bisher besprochenen LWL-Ty‐ pen. Von links nach rechts verringert sich der Kerndurchmesser, der Manteldurchmes‐ ser und die numerische Apertur. Immer weniger Moden werden ausbreitungsfähig. Der Durchmesser und die numeri‐ sche Apertur werden so weit verringert, dass nur noch eine einzige Mode (Grundmode) im Kern des Lichtwellenleiters geführt werden kann: Singlemode-LWL. Bild 1.21: Akzeptanzwinkel, Kern- und Manteldurchmesser verschiedener LWL- Typen: (a) Kunststoff-LWL, (b) 200 µm-PCF-LWL, (c) 62,5 m-LWL, (d) 50 m-LWL, (e) Singlemode-LWL Um dies zu erreichen, ist ein Kerndurchmesser kleiner als 10 µm erforderlich. Die Brechzahldifferenz und damit die numerische Apertur werden im Vergleich zum Multimode-LWL etwa auf die Hälfte reduziert. Bei derart kleinen Durchmessern ist es nicht mehr möglich, die Ausbreitung des Lichts mit Hilfe des Strahlenmodells zu beschreiben. Dieses gilt nur, solange die Abmessungen des Kerns sehr viel größer als die Wellenlänge des Lichts sind. Wegen des dualen Charakters des Lichts können bestimmte Erscheinungen nur mit dem Strahlenmodell andere hingegen nur mit dem Wellenmodell erklärt werden. 1.2.5.1 Wellenausbreitung im Singlemode-LWL Mit dem Wellenmodell können wichtige Eigenschaften des Singlemode-LWL verstanden werden: Das Licht breitet sich nicht als Strahl durch den LWL-Kern aus, der einen punktförmigen Querschnitt hat, sondern als Mode mit endlichem Durchmesser. Die Feldverteilung über den Querschnitt kann durch eine Gaußfunktion angenähert werden. Für die Feldamplitude E in Abhängigkeit vom Radius r gilt näherungsweise Bild 1.21: Akzeptanzwinkel, Kern- und Manteldurchmesser verschiedener LWL-Typen: (a) Kunst‐ stoff-LWL, (b) 200 µm-PCF-LWL, (c) 62,5 μm-LWL, (d) 50 μm-LWL, (e) Singlemode-LWL Um dies zu erreichen, ist ein Kerndurchmesser kleiner als 10 µm erforderlich. Die Brechzahldifferenz und damit die numerische Apertur werden im Vergleich zum Multimode-LWL etwa auf die Hälfte reduziert. Bei derart kleinen Durchmessern ist es nicht mehr möglich, die Ausbreitung des Lichts mit Hilfe des Strahlenmodells zu beschreiben. Dieses gilt nur, solange die Abmessungen des Kerns sehr viel größer als die Wellenlänge des Lichts sind. Wegen des dualen Charakters des Lichts können bestimmte Erscheinungen nur mit dem Strahlenmodell andere hingegen nur mit dem Wellenmodell erklärt werden. 47 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="49"?> 1.2.5.1 Wellenausbreitung im Singlemode-LWL Mit dem Wellenmodell können wichtige Eigenschaften des Singlemode-LWL verstan‐ den werden: Das Licht breitet sich nicht als Strahl durch den LWL-Kern aus, der einen punktförmigen Querschnitt hat, sondern als Mode mit endlichem Durchmesser. Die Feldverteilung über den Querschnitt kann durch eine Gaußfunktion angenähert werden. Für die Feldamplitude E in Abhängigkeit vom Radius r gilt näherungsweise (w: Modenfeldradius): E r = E r = 0 ⋅ e −( r w )2 (1.25) Bild 1.21 rechts zeigt das Brechzahlprofil. Beim Standard-Singlemode-LWL hat dieses die Form einer Stufe. Diese Stufe ist wesentlich kleiner als beim Stufenprofil-Multi‐ mode-LWL. Der mit n 1 gekennzeichnete Bereich im Bild 1.22 links ist der LWL-Kern und der mit n 2 bezeichnete Bereich der LWL-Mantel. Die Breite der gaußförmigen Mode wird durch den Modenfelddurchmesser 2w charakterisiert. Er ist der Abstand zwischen den Punkten, bei denen die Feldverteilung auf den Wert 1/ e ≈ 37% abgefallen ist. Das Auge registriert die Intensität des Lichts, also das komplexe Betragsquadrat der Amplitude. Der Modenfelddurchmesser entspricht folglich einem Intensitätsabfall bezüglich des Maximalwertes auf 1/ e 2 ≈ 13,5%. Im Gegensatz zum Multimode-LWL wird der Singlemode-LWL nicht mehr durch sei‐ nen Kerndurchmesser definiert. Im Datenblatt findet man anstelle dessen eine Angabe zum Modenfelddurchmesser, der im Allgemeinen größer als der Kerndurchmesser ist. Dies wird bereits aus Bild 1.22 links ersichtlich. Das Auge registriert die Intensität des Lichts, also das komplexe Betragsquadrat der Amplitude. Der Modenfelddurchmesser entspricht folglich einem Intensitätsabfall bezüglich des Maximalwertes auf 1/ e 2  13,5%. Im Gegensatz zum Multimode-LWL wird der Singlemode-LWL nicht mehr durch seinen Kerndurchmesser definiert. Im Datenblatt findet man anstelle dessen eine Angabe zum Modenfelddurchmesser, der im Allgemeinen größer als der Kerndurchmesser ist. Dies wird bereits aus Bild 1.22 links ersichtlich. Bild 1.22: Links Wellenausbreitung im Singlemode-LWL und rechts Brechzahlprofil Die sich durch den Singlemode-LWL ausbreitende Welle ragt in den Mantel hinein. Das heißt, ein Teil des Lichtes wird durch den Mantel geführt. Der Mantel beeinflusst das Ausbreitungsverhalten des Singlemode-LWL. Das äußert sich bei der Makrobiegeempfindlichkeit und bei der Wellenleiterdispersion. 1.2.5.2 Dispersion im Singlemode-LWL Die gravierendsten Dispersionsarten, die Modendispersion bzw. Profildispersion, sind im Singlemode-LWL nicht mehr vorhanden, da nur noch eine Mode ausbreitungsfähig ist. Laufzeitunterschiede zwischen den Moden treten nicht mehr auf. Es sind wesentlich größere Übertragungskapazitäten im Vergleich zum Multimode-LWL realisierbar. Dennoch ist auch der Singlemode-LWL nicht frei von Dispersion. Die wesentlichen Dispersionseffekte sind die Materialdispersion und die Wellenleiterdispersion, die sich zur chromatischen Dispersion addieren. Die Materialdispersion wurde bereits im Abschnitt 1.2.3.2 besprochen. Die Wellenleiterdispersion ist ein Bild 1.22: Links Wellenausbreitung im Singlemode-LWL und rechts Brechzahlprofil Die sich durch den Singlemode-LWL ausbreitende Welle ragt in den Mantel hinein. Das heißt, ein Teil des Lichtes wird durch den Mantel geführt. Der Mantel beeinflusst das Ausbreitungsverhalten des Singlemode-LWL. Das äußert sich bei der Makrobiege‐ empfindlichkeit und bei der Wellenleiterdispersion. 48 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="50"?> 1.2.5.2 Dispersion im Singlemode-LWL Die gravierendsten Dispersionsarten, die Modendispersion bzw. Profildispersion, sind im Singlemode-LWL nicht mehr vorhanden, da nur noch eine Mode ausbreitungsfähig ist. Laufzeitunterschiede zwischen den Moden treten nicht mehr auf. Es sind wesentlich größere Übertragungskapazitäten im Vergleich zum Multimode-LWL realisierbar. Dennoch ist auch der Singlemode-LWL nicht frei von Dispersion. Die wesentlichen Dispersionseffekte sind die Materialdispersion und die Wellenleiter‐ dispersion, die sich zur chromatischen Dispersion addieren. Die Materialdispersion wurde bereits im Abschnitt 1.2.3.2 besprochen. Die Wellenleiterdispersion ist ein typischer Effekt im Singlemode-LWL, sie kommt im Abschnitt 1.2.5.3 zur Sprache. Chromatische Dispersion entsteht durch unterschiedliche Ausbreitungsgeschwin‐ digkeiten der verschiedenen Wellenlängenanteile des Senders. Sie steht in engem Zusammenhang mit den spektralen Eigenschaften des Senders. Wesentlich kleiner und deshalb von untergeordneter Bedeutung ist die Polarisationsmodendispersion (Abschnitt 1.2.14). 1.2.5.3 Wellenleiterdispersion Der Modenfeldradius der Grundmode hängt von der Wellenlänge ab. Je größer die Wellenlänge, umso breiter ist das Modenfeld, umso mehr Licht wird im Mantel geführt. Der Mantel hat eine kleinere Brechzahl (n M < n K ): Die Leistungsanteile im Mantel breiten sich wegen v = c/ n schneller als die Leistungsanteile im Kern aus. Am Streckenende ergibt sich ein Mittelwert aus den Ausbreitungsgeschwindigkeiten der Leistungsanteile von Kern und Mantel. Dieser Mittelwert hängt von der Wellenlänge ab. Je größer die Wellenlänge, umso größer ist der Anteil, der sich mit einer höheren Ausbreitungsgeschwindigkeit fortpflanzt: v 2 λ 2 > v 1 λ 1 wobei λ 2 > λ 1 (Bild 1.23). Die Breite des Modenfeldes und damit die Wellenleiterdispersion lassen sich durch eine Modifikation des Brechzahlprofils beeinflussen. 49 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="51"?> 37 ten sich wegen v  c/ n schneller als die Leistungsanteile im Kern aus. Am Streckenende ergibt sich ein Mittelwert aus den Ausbreitungsgeschwindigkeiten der Leistungsanteile von Kern und Mantel. Dieser Mittelwert hängt von der Wellenlänge ab. Je größer die Wellenlänge, umso größer ist der Anteil, der sich mit einer höheren Ausbreitungsgeschwindigkeit fortpflanzt: 1 2 1 1 2 2 wobei ) ( v ) ( v       (Bild 1.23). Die Breite des Modenfeldes und damit die Wellenleiterdispersion lassen sich durch eine Modifikation des Brechzahlprofils beeinflussen. n M n M v M v M v ( ) v ( ) 1 2 2 n K n K v K v K 2w 1 2w 2 1 Bild 1.23: Ausbreitung der Grundmode im Singlemode-LWL bei unterschiedlichen Wellenlängen ( 1   2 ) 1.2.5.4 Chromatische Dispersion Der Koeffizient der Wellenleiterdispersion D WEL ist stets negativ und er überlagert sich mit dem Koeffizienten der Materialdispersion D MAT zum Koeffizienten der chromatischen Dispersion D CD : WEL MAT CD D D D   (1.26) Entsprechend überlagern sich die Impulsverbreiterungen: WEL MAT CD T T T      (1.27) Diese Beziehung unterscheidet sich von Gleichung (1.23): Während sich die Beiträge von Materialdispersion und Modendispersion im Multimode-LWL stets addieren, ist im Singlemode-LWL eine gegenseitige Kompensation von Materialdispersion und Wellenleiterdispersion möglich. Man kann die resultierende chromatische Dispersion zu Null machen, obwohl die Materialdispersion und die Wellenleiterdispersion ungleich Null sind (Bild 1.24). Bild 1.23: Ausbreitung der Grundmode im Singlemode-LWL bei unterschiedlichen Wellenlängen (λ 1 < λ 2 ) 1.2.5.4 Chromatische Dispersion Der Koeffizient der Wellenleiterdispersion D WEL ist stets negativ und er überlagert sich mit dem Koeffizienten der Materialdispersion D MAT zum Koeffizienten der chromati‐ schen Dispersion D CD : D CD = D MAT + D WEL (1.26) Entsprechend überlagern sich die Impulsverbreiterungen: ΔT CD = ΔT MAT + ΔT WEL (1.27) Diese Beziehung unterscheidet sich von Gleichung (1.23): Während sich die Beiträge von Materialdispersion und Modendispersion im Multimode-LWL stets addieren, ist im Singlemode-LWL eine gegenseitige Kompensation von Materialdispersion und Wel‐ lenleiterdispersion möglich. Man kann die resultierende chromatische Dispersion zu Null machen, obwohl die Materialdispersion und die Wellenleiterdispersion ungleich Null sind (Bild 1.24). 50 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="52"?> 38 -25 +25 1,2 1,6 Wellenlänge in m Koeffizient der Dispersion in ps/ (nm km) · D MAT D WEL D CD Bild 1.24: Koeffizient der chromatischen Dispersion D CD , der Materialdispersion D MAT und der Wellenleiterdispersion D WEL in Abhängigkeit von der Wellenlänge Für den Nulldurchgang gilt näherungsweise:  Nulldispersionswellenlänge:  0 ≈ 1310 nm  Koeffizient der chromatischen Dispersion: D CD ≈ 0 ps/ (nm·km). Die Koeffizienten der chromatischen Dispersion für das zweite, dritte und vierte optische Fenster wurden für den Standard-Singlemode-LWL folgendermaßen spezifiziert:  |D CD (  1310 nm)| ≤ 1,3 ps/ (nm·km); typisch: D CD (  1310 nm)| ≈ 0 ps/ (nm·km)  D CD (  1550 nm) ≤ 18,6 ps/ (nm·km); typisch: D CD (  1550 nm) ≈ 17 ps/ (nm·km)  D CD (  1625 nm) ≤ 23,7 ps/ (nm·km); typisch: D CD (  1625 nm) ≈ 20 ps/ (nm·km) Der Koeffizient der chromatischen Dispersion bei 1310 nm muss nicht exakt gleich Null sein, weil der Nulldurchgang innerhalb des Wellenlängenbereiches 1300 nm...1324 nm liegen darf. Im dritten optischen Fenster ist der Koeffizient der chromatischen Dispersion bereits deutlich angewachsen. Der Standard-Singlemode-LWL hat zwar das Dispersionsminimum im zweiten optischen Fenster (1310 nm), aber das Dämpfungsminimum liegt im dritten optischen Fenster (1550 nm). Man kann beide Vorteile des Lichtwellenleiters, nämlich geringe Dispersion und geringe Dämpfung, nie gleichzeitig nutzen. Dies ist nur mit Hilfe eines dispersionsverschobenen Lichtwellenleiters möglich (Abschnitt 1.2.7). Im Gegensatz zum Multimode-LWL wird der Singlemode-LWL nicht durch ein Bandbreite-Längen-Produkt spezifiziert. Stattdessen gibt es eine Angabe zum Koeffizienten der chromatischen Dispersion im Datenblatt. Erst in Verbindung mit den spektralen Eigenschaften des Senders wird eine Angabe des Bandbreite-Längen-Produktes möglich. Außerhalb des Nulldurchganges des Koeffizienten der chromatischen Dispersion gilt für hinreichend lange Strecken näherungsweise für die Impulsverbreiterung durch chromatische Dispersion analog zu Gleichung (1.22): Bild 1.24: Koeffizient der chromatischen Dispersion D CD , der Materialdispersion D MAT und der Wellenlei‐ terdispersion D WEL in Abhängigkeit von der Wellenlänge Für den Nulldurchgang gilt näherungsweise: ■ Nulldispersionswellenlänge: λ 0 ≈ 1310 nm ■ Koeffizient der chromatischen Dispersion: D CD ≈ 0 ps/ (nm∙km). Die Koeffizienten der chromatischen Dispersion für das zweite, dritte und vierte opti‐ sche Fenster wurden für den Standard-Singlemode-LWL folgendermaßen spezifiziert: ■ |D CD (λ = 1310 nm)| ≤ 1,3 ps/ (nm∙km); typisch: D CD (λ = 1310 nm) ≈ 0 ps/ (nm∙km) ■ D CD (λ = 1550 nm) ≤ 18,6 ps/ (nm∙km); typisch: D CD (λ = 1550 nm) ≈ 17 ps/ (nm∙km) ■ D CD (λ = 1625 nm) ≤ 23,7 ps/ (nm∙km); typisch: D CD (λ = 1625 nm) ≈ 20 ps/ (nm∙km) Der Koeffizient der chromatischen Dispersion bei 1310 nm muss nicht exakt gleich Null sein, weil der Nulldurchgang innerhalb des Wellenlängenbereiches 1300 nm…1324 nm liegen darf. Im dritten optischen Fenster ist der Koeffizient der chromatischen Dispersion bereits deutlich angewachsen. Der Standard-Singlemode-LWL hat zwar das Dispersionsminimum im zweiten opti‐ schen Fenster (1310 nm), aber das Dämpfungsminimum liegt im dritten optischen Fenster (1550 nm). Man kann beide Vorteile des Lichtwellenleiters, nämlich geringe Dispersion und geringe Dämpfung, nie gleichzeitig nutzen. Dies ist nur mit Hilfe eines dispersionsverschobenen Lichtwellenleiters möglich (Abschnitt 1.2.7). Im Gegensatz zum Multimode-LWL wird der Singlemode-LWL nicht durch ein Band‐ breite-Längen-Produkt spezifiziert. Stattdessen gibt es eine Angabe zum Koeffizienten der chromatischen Dispersion im Datenblatt. Erst in Verbindung mit den spektralen Eigenschaften des Senders wird eine Angabe des Bandbreite-Längen-Produktes mög‐ lich. 51 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="53"?> Außerhalb des Nulldurchganges des Koeffizienten der chromatischen Dispersion gilt für hinreichend lange Strecken näherungsweise für die Impulsverbreiterung durch chromatische Dispersion analog zu Gleichung (1.22): ΔT CD = HWB ⋅ L ⋅ D CD = HWB ⋅ CD (1.28) Dabei ist CD = L ⋅ D CD (1.29) die chromatische Dispersion in ps/ nm. Liegt das Spektrum unmittelbar im Bereich des Nulldurchganges des Koeffizienten der chromatischen Dispersion, gilt eine allgemeinere Beziehung, die die Steilheit im Nulldurchgang, das heißt den Anstieg des Koeffizienten der chromatischen Dispersion S 0 berücksichtigt: ΔT CD = HWB ⋅ L ⋅ D CD 2 + S 02 HWB2 8 (1.30) Um geringe Impulsverbreiterungen zu erreichen, verwendet man einen extern modu‐ lierten DFB-Laser mit extrem geringer spektraler Halbwertsbreite. Somit bleibt der erste Faktor in Gleichung (1.30) extrem gering. Der Koeffizient der chromatischen Dispersion muss bei vielkanaligen Systemen (DWDM) zur Vermeidung von Vierwellenmischungen einen Wert ungleich Null haben (Abschnitt 1.2.9). 1.2.5.5 Eigenschaften des Singlemode-LWL Infolge der geringeren Kerndotierung und der geringeren Rayleighstreuung hat der Singlemode-LWL eine geringere Dämpfung als der Multimode-LWL. Außerdem ist die Dispersion wesentlich geringer. Einige typische Kenngrößen sind: Die normierte Frequenz V macht eine Angabe darüber, ob der Lichtwellenleiter multimodig oder einmodig ist. Sie wird folgendermaßen definiert: V = 2π ⋅ NA ⋅ rK λ (1.31) Die zweite Mode schwingt bei der normierten Grenzfrequenz V C an. Dieser Wert darf nicht überschritten werden. Ansonsten arbeitet der Singlemode-LWL als Multi‐ mode-LWL, verursacht Modendispersion und ist nicht mehr für die Übertragung hoher Datenraten geeignet. Die Einmoden-Bedingung lautet: V < V C (1.32) 52 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="54"?> Für den Singlemode-LWL mit Stufenprofil gilt: V C = 2, 405 (1.33) Damit wird die erforderliche Dimensionierung des Singlemode-LWL festgelegt. Liegen der Kernradius r K , die numerische Apertur NA und die normierte Grenzfrequenz V C fest, so bestimmt die Wellenlänge, ob Singlemode- oder Multimodebetrieb stattfindet. Aus (1.31) und (1.32) folgt für die Grenzwellenlänge λ C (Cutoff-Wellenlänge): λ C = 2π ⋅ rK ⋅ NA V C (1.34) Für V < V C also λ > λ C ist der Lichtwellenleiter einmodig. Liegt die normierte Frequenz nur wenig unter der normierten Grenzfrequenz, was den allgemein üblichen Betriebsbedingungen entspricht, so gilt für den Modenfeldradius die gute Näherung: w ≈ r K ⋅ 2, 6 V (1.35) Setzt man V = 2,25, so folgt, dass der Modenfeldradius etwa 15 % größer als der Kernradius ist. Durch Einsetzen von (1.31) in (1.35) ergibt sich: w ≈ 1, 3 π ⋅ λ NA (1.36) Man erkennt, dass der Modenfeldradius mit der Wellenlänge wächst und mit der numerischen Apertur sinkt. Das wirkt sich nicht nur auf die Wellenleiterdispersion, sondern auch auf die Biegeempfindlichkeit des Lichtwellenleiters aus. Der typische Modenfelddurchmesser des Standard-Singlemode-LWL liegt bei einer Übertragungswellenlänge von 1310 nm bei 9,2 µm und wächst auf etwa 10,4 µm an, wenn die Übertragung im dritten optischen Fenster (1550 nm) erfolgt. Das Modenfeld wird flacher und breiter. Etwa 15 % weniger Leistung wird im Kern und entsprechend mehr Leistung im Mantel geführt. Im Mantel geführtes Licht reagiert auf Biegungen des Lichtwellenleiters. Folglich wächst die Makrobiegeempfindlichkeit mit der Wellenlänge. Das bedeutet, dass man besonders sorgfältig installieren muss, wenn die Übertragung bei 1550 nm oder gar 1625 nm erfolgt. 53 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="55"?> 40 Der typische Modenfelddurchmesser des Standard-Singlemode-LWL liegt bei einer Übertragungswellenlänge von 1310 nm bei 9,2 µm und wächst auf etwa 10,4 µm an, wenn die Übertragung im dritten optischen Fenster (1550 nm) erfolgt. Das Modenfeld wird flacher und breiter. Etwa 15 % weniger Leistung wird im Kern und entsprechend mehr Leistung im Mantel geführt. Im Mantel geführtes Licht reagiert auf Biegungen des Lichtwellenleiters. Folglich wächst die Makrobiegeempfindlichkeit mit der Wellenlänge. Das bedeutet, dass man besonders sorgfältig installieren muss, wenn die Übertragung bei 1550 nm oder gar 1625 nm erfolgt. Modenfelddurchmesser normierte Frequenz Biegeempfindlichkeit kleiner größer größer kleiner fällt wächst c Bild 1.25: Spektrale Eigenschaften des Singlemode-LWL Bild 1.25: Spektrale Eigenschaften des Singlemode-LWL Der zulässige Biegeradius darf nicht unterschritten werden. Die Makrobiegeempfind‐ lichkeit kann genutzt werden, indem man bei zwei verschiedenen Wellenlängen misst und die Messergebnisse vergleicht. So werden Installationsmängel erkannt. Bild 1.25 vergleicht einige wellenlängenabhängige Parameter des Singlemode-LWL. Die zunehmende Makrobiegeempfindlichkeit mit wachsender Wellenlänge ist ein typi‐ scher Effekt des Singlemode-LWL, der beim herkömmlichen Multimode-LWL nicht auf‐ tritt. Nur biegeoptimierte Multimode-LWL zeigen ein wellenlängenabhängiges Verhalten. Durch Messung herkömmlicher Multimode-LWL bei 850 nm und 1300 nm und Ver‐ gleich der Messwerte kann man nicht auf Installationsmängel schließen. 1.2.5.6 Parameter Standard-Singlemode-Lichtwellenleiter Die Norm ITU-T G.652 unterteilt den Standard-Singlemode-LWL in vier Kategorien. Für alle Klassen gilt: ■ Modenfelddurchmesser bei 1310 nm: 2w 0 = 8,6 µm bis 9,2 µm ■ Toleranz des Modenfelddurchmessers bei 1310 nm: ±0,4 µm ■ Modenfelddurchmesser und Toleranz bei 1550 nm: keine Festlegung ■ Manteldurchmesser: 125 µm ± 0,7 µm ■ Kern-Mantel-Exzentrizität: ≤ 0,6 µm ■ Abweichungen des Mantels von der Kreisform: ≤ 1,0 % ■ Grenzwellenlänge des Kabels: λ C ≤1260 nm ■ Nulldispersionswellenlänge: λ 0min =1300 nm, λ 0max =1324 nm ■ Maximaler Anstieg des Koeffizienten der chromatischen Dispersion bei der Null‐ dispersionswellenlänge: S 0max = 0,092 ps/ (nm²∙km) ■ Koeffizient der chromatischen Dispersion: λ ⋅ S0max 4 1 − λ0max λ 4 ≤ D CD λ ≤ λ ⋅ S0max 4 1 − λ0min λ 4 (1.37) ■ Faserspannung beim Zugtest: 0,69 GPa (100 KPSI) ■ Die Makrobiegeempfindlichkeit wird für einen Biegeradius von 30 mm spezifiziert. 54 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="56"?> ITU-T G.652.A G.652.B G.652.C G.652.D IEC B1.1 B1.3 Dämpf‐ ungskoeffizi‐ ent bei 1310 nm ≤ 0,5 dB/ km ≤ 0,4 dB/ km (1383±3) nm nicht spezifiziert ≤ Wert (1310…1625) nm*) 1550 nm ≤ 0,4 dB/ km ≤ 0,35 dB/ km ≤ 0,3 dB/ km 1625 nm nicht spezifi‐ ziert ≤ 0,4 dB/ km PMD Link Design Value ≤ 0,5 ps/ km ≤ 0,20 ps/ km ≤ 0,5 ps/ km ≤ 0,20 ps/ km Tab. 1.10: Unterschiede zwischen G.652.A, G.652.B, G.652.C und G.652.D *) nach Wasserstoffalterung Tabelle 1.10 zeigt die Unterschiede zwischen den vier Kategorien des Standard-Single‐ mode-LWL. Eine Kategorisierung der Dämpfungskoeffizienten findet man auch in DIN EN 50173-1 (Tabelle 1.11). Die Forderungen sind sehr schwach. maximaler Dämpfungskoeffizient Wellenlänge 1310 nm 1383 nm 1550 nm OS1a 1,0 dB/ km OS2 0,4 dB/ km Tab. 1.11: Kategorisierung Dämpfungskoeffizienten entsprechend DIN EN 50173-1 Wegen des geringen Dämpfungskoeffizienten bei 1383 nm (Abschnitt 1.2.6) und der geringen Polarisationsmodendispersion (Abschnitt 1.2.14) hat die Kategorie D die größte Bedeutung erlangt. Typische Parameter eines guten G.652.D-LWL: ■ Dämpfungskoeffizient bei 1310 nm: α = 0,33 dB/ km ■ Dämpfungskoeffizient bei 1383 nm nach Wasserstoffalterung: α = 0,31 dB/ km ■ Dämpfungskoeffizient bei 1550 nm: α = 0,19 dB/ km ■ Dämpfungskoeffizient bei 1625 nm: α = 0,21 dB/ km ■ typischer CD-Koeffizient bei 1550 nm: D CD ≈ 17 ps/ (nm∙km) ■ typischer Anstieg des CD-Koeffizienten bei 1550 nm: S ≈ 0,056 ps/ (nm²∙km) ■ Nulldispersionswellenlänge: λ 0 = (1302…1322) nm ■ Modenfelddurchmesser bei 1310 nm: 2w = 9,2 µm ■ Modenfelddurchmesser bei 1550 nm: 2w = 10,4 µm ■ Brechzahl bei 1310 nm: n = 1,468 ■ Brechzahl bei 1550 nm: n = 1,467 ■ Kerndurchmesser: d K = 8,3 µm ■ Manteldurchmesser: d M = 125 µm ■ PMD Link Design Value (PMD-Konstruktionswert): PMD Q = 0,04 ps/ km 55 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="57"?> Die CD-Koeffizienten sind determiniert: Ein bestimmter Fasertyp hat bei einer be‐ stimmten Wellenlänge unabhängig vom Hersteller einen bestimmten Wert. Damit ist der Einfluss der chromatischen Dispersion planbar. Anders als bei der Polari‐ sationsmodendispersion gibt es keine guten oder schlechten Fasern bezüglich der CD-Koeffizienten. Für andere Fasertypen gelten andere Koeffizienten der chromatischen Dispersion und andere Anstiege. Neben den oben beschriebenen Singlemode-LWL, die für die Telekommunikation dimensioniert wurden, sind auch Lichtwellenleiter verfügbar, die bereits im sichtbaren Bereich einmodig arbeiten. Sie kommen in der Sensorik, zur Ankopplung an Wellen‐ leiter, für faseroptische Verstärker und Gyroskope sowie für spezielle Anwendungen in der Forschung zum Einsatz. Die Modenfelddurchmesser überstreichen einen Bereich von 3,4 µm (λ = 488 nm) bis 10,4 µm (λ = 1550 nm). Typische numerische Aperturen (auch für Telekommunikati‐ onsanwendungen) liegen im Bereich von 0,11 bis 0,13. Singlemode-LWL für Sensorzwecke sind auch mit erhöhter numerischer Apertur lieferbar (bis 0,2). Diese Lichtwellenleiter haben dann entsprechend Gleichung (1.36) einen sehr kleinen Modenfelddurchmesser. 1.2.6 Singlemode-Lichtwellenleiter mit reduziertem Wasserpeak Der Trend geht dahin, den nutzbaren Wellenlängenbereich zu vergrößern. Beim Gro‐ ben Wellenlängenmultiplex (CWDM) werden bis zu 18 Kanäle im Wellenlängenbereich von 1271 nm bis 1611 nm übertragen. Aber auch in FTTx-Netzen (Abschnitt 4.4) nutzt man Wellenlängen, die außerhalb der klassischen optischen Fenster liegen. Eine sinnvolle Nutzung des Wellenlängenbereiches zwischen dem zweiten und dritten optischen Fenster wurde bei älteren Lichtwellenleitern durch die hohe Dämpfung des Wasserpeaks bei 1383 nm verhindert. Durch Modifikation des Herstellungsprozesses gelingt es, den Wasserpeak zu unterdrücken (Bild 1.26). 56 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="58"?> 43 bereich von 1271 nm bis 1611 nm übertragen. Aber auch in FTTx-Netzen (Abschnitt 4.4) nutzt man Wellenlängen, die außerhalb der klassischen optischen Fenster liegen. Eine sinnvolle Nutzung des Wellenlängenbereiches zwischen dem zweiten und dritten optischen Fenster wurde bei älteren Lichtwellenleitern durch die hohe Dämpfung des Wasserpeaks bei 1383 nm verhindert. Durch Modifikation des Herstellungsprozesses gelingt es, den Wasserpeak zu unterdrücken (Bild 1.26). 0 0,3 0,6 0,9 1,2 1300 1400 1500 1600 Wellenlänge in nm Dämpfungskoeffizient in dB/ km O E S C L G.652.A&B G.652.C&D ZWP U Bild 1.26: Optische Bänder des Singlemode-LWL und Dämpfungsverlauf verschiedener LWL-Typen Die Norm lässt noch einen kleinen Peak zu (G.652.C&D). Es gibt aber auch Hersteller, die das Wasserpeak komplett eliminieren (ZWP: Zero-Water-Peak). Die Wellenlängenbereiche der Bänder sind folgendermaßen spezifiziert:  O-Band: 1260 nm...1360 nm  L-Band: 1360 nm...1460 nm  S-Band: 1460 nm...1530 nm Bild 1.26: Optische Bänder des Singlemode-LWL und Dämpfungsverlauf verschiedener LWL-Typen Die Norm lässt noch einen kleinen Peak zu (G.652.C&D). Es gibt aber auch Hersteller, die das Wasserpeak komplett eliminieren (ZWP: Zero-Water-Peak). Die Wellenlängenbereiche der Bänder sind folgendermaßen spezifiziert: ■ O-Band: 1260 nm…1360 nm ■ L-Band: 1360 nm…1460 nm ■ S-Band: 1460 nm…1530 nm ■ C-Band: 1530 nm…1565 nm ■ L-Band: 1565 nm…1625 nm ■ U-Band: 1625 nm…1675 nm Die Low-Water-Peak (LWP)-Fasern haben die gleichen Eigenschaften wie die Stan‐ dard-Singlemode-LWL aber eben eine geringere Dämpfung im Wellenlängenbereich zwischen dem zweiten und dritten optischen Fenster (Tabelle 1.10). In den Klassen C und D darf der Dämpfungskoeffizient bei (1383 ± 3) nm nicht größer als der Dämpfungskoeffizient im Wellenlängenbereich von 1310 nm bis 1625 nm sein. 1.2.7 Dispersionsverschobener Singlemode-Lichtwellenleiter Der Standard-Singlemode-LWL hat den Nachteil, dass er im dritten optischen Fenster einen relativ großen Koeffizienten der chromatischen Dispersion hat. Das kann bei Datenraten ab 10 Gbit/ s zu Problemen führen: Bei direkt modulierten Lasern liegt die Längenbegrenzung durch chromatische Dispersion bei 5 km, bei extern modulierten Lasern etwa bei 60 km (NRZ-Modulation). 57 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="59"?> Deshalb wurde der dispersionsverschobene Lichtwellenleiter (Dispersion-shifted fiber: DSF) entwickelt und in der Norm ITU-T G.653 bzw. in DIN EN 60793-2-50, VDE 0888-325, Kategorie B 2 standardisiert. Bei diesem LWL-Typ liegt der Nulldurchgang der chromatischen Dispersion bei 1550 nm (Bild 1.27). 44 1.2.7 Dispersionsverschobener Singlemode-Lichtwellenleiter Der Standard-Singlemode-LWL hat den Nachteil, dass er im dritten optischen Fenster einen relativ großen Koeffizienten der chromatischen Dispersion hat. Das kann bei Datenraten ab 10 Gbit/ s zu Problemen führen: Bei direkt modulierten Lasern liegt die Längenbegrenzung durch chromatische Dispersion bei 5 km, bei extern modulierten Lasern etwa bei 60 km (NRZ-Modulation). Deshalb wurde der dispersionsverschobene Lichtwellenleiter (Dispersion-shifted fiber: DSF) entwickelt und in der Norm ITU-T G.653 bzw. in DIN EN 60793-2-50, VDE 0888-325, Kategorie B 2 standardisiert. Bei diesem LWL-Typ liegt der Nulldurchgang der chromatischen Dispersion bei 1550 nm (Bild 1.27). Bild 1.27: Koeffizient der chromatischen Dispersion D CD , der Materialdispersion D MAT und der Wellenleiterdispersion D WEL als Funktion der Wellenlänge des dispersionsverschobenen Lichtwellenleiters Durch Veränderung des Brechzahlprofils des Lichtwellenleiters werden der Koeffizient der Wellenleiterdispersion und damit auch der Koeffizient der chromatischen Dispersion verändert. Das führt zur Verschiebung des Nulldurchganges. Einige nationale Telekom-Gesellschaften haben diesen LWL-Typ eingeführt. Bild 1.27: Koeffizient der chromatischen Dispersion D CD , der Materialdispersion D MAT und der Wellenlei‐ terdispersion D WEL als Funktion der Wellenlänge des dispersionsverschobenen Lichtwellenleiters Durch Veränderung des Brechzahlprofils des Lichtwellenleiters werden der Koeffizient der Wellenleiterdispersion und damit auch der Koeffizient der chromatischen Disper‐ sion verändert. Das führt zur Verschiebung des Nulldurchganges. Einige nationale Telekom-Gesellschaften haben diesen LWL-Typ eingeführt. Die Besonderheit des G.653-LWL liegt darin, dass beide Vorteile des Lichtwellenleiters, nämlich minimale Dispersion und minimale Dämpfung in einem einzigen optischen Fenster (bei 1550 nm), vereinigt sind. Beim Standard-Singlemode-LWL kann immer nur einer dieser Vorteile genutzt werden: im zweiten optischen Fenster die minimale Dispersion, im dritten optischen Fenster die minimale Dämpfung. Für den dispersionsverschobenen Lichtwellenleiter gelten folgende Parameter: ■ Nulldispersionswellenlänge: 1500 nm ≤ λ 0 ≤ 1600 nm ■ Arbeitsbereich: λ min = 1525 nm ≤ λ ≤ λ max = 1575 nm ■ CD-Koeffizient im Arbeitsbereich: |D CD (λ ≈ 1550 nm)| ≤ 3,5 ps/ (nm∙km) 1.2.8 Cut-off shifted Lichtwellenleiter Der Cut-off shifted Lichtwellenleiter wurde ursprünglich für Unterwasserstrecken ent‐ wickelt und in der ITU-T G.654 genormt. Er erlangt in modernen Netzen mit hohen Da‐ tenraten zunehmend Bedeutung. Derzeit laufen Pilotversuche mit 400 Gbit/ s-Systemen (G.654.E). 58 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="60"?> Die Faser wurde für den Wellenlängenbereich von 1530 nm bis 1625 nm optimiert. Das erreicht man durch Verwendung von reinem Silizium im LWL-Kern. Dadurch ist die Rayleighstreuung geringer und Dämpfungskoeffizienten von 0,15 dB/ km bis 0,19 dB/ km werden möglich. Um dennoch zu gewährleisten, dass der Kern eine höhere Brechzahl als der Mantel hat, wird der Mantel mit einem Material dotiert, welches die Brechzahl absenkt (F oder B 2 O 3 ). Das ist wesentlich aufwändiger, da ein viel größeres Glasvolumen dotiert werden muss. Weitere wichtige Eigenschaften: ■ Unterscheidung von fünf Kategorien A, B, C, D und E. ■ Nulldispersionswellenlänge bei 1310 nm ■ Großer Kerndurchmesser, großer Modenfelddurchmesser (Kategorie D bis 15 µm): Es können höhere Leistungen eingekoppelt werden. Die Faser ist robuster gegen‐ über nichtlinearen Effekten. ■ Bewirkt höhere Grenzwellenlänge (≤ 1530 nm): Die Faser ist für den Betrieb im zweiten optischen Fenster nicht geeignet (Übertragung würde multimodig). ■ Großer Koeffizient der chromatischen Dispersion bei 1550 nm (Kategorie D und E bis 23 ps/ (nm∙km)). ■ Klasse E mit reduzierter Makrobiegeempfindlichkeit 1.2.9 Non-zero dispersion shifted Lichtwellenleiter Da der dispersionsverschobene Lichtwellenleiter im dritten optischen Fenster sowohl eine minimale Dämpfung als auch Dispersion hat, erscheint er besonders für moderne Anwendungen geeignet. Allerdings kann es in vielkanaligen (DWDM-)Systemen zu Problemen kommen. Durch die Überlagerung der Leistungen vieler Laser in einem Lichtwellenleiter ergeben sich sehr hohe Leistungen (bis zu einigen 100 mW). Da die Fläche des Modenfeldes sehr klein ist, führt das zu extrem hohen Intensitäten (Leistungsdichten) im LWL-Kern. Wenn die Intensität einen Schwellwert überschreitet, werden die Eigenschaften des Glases nichtlinear. Es kommt zu einer Wechselwirkung zwischen Licht und Materie, die mit den Gesetzen der nichtlinearen Optik erklärt werden können. Besonders störend ist die Vierwellenmischung: Es entstehen neue Lichtfrequenzen, die die Originalfrequenzen stören können. Dieser Effekt ist besonders stark, wenn der Koeffizient der chromatischen Dispersion Null ist. Das ist beim dispersionsverschobenen Lichtwellenleiter der Fall. Kompromiss: Der Koeffizient der chromatischen Dispersion darf bei 1550 nm nicht zu groß sein (wie beim G.652-LWL). Andererseits darf er auch nicht Null werden (wie beim G.653-LWL). 59 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="61"?> Der Non-zero dispersion shifted Lichtwellenleiter (NZDSF) ist ein Lichtwellenleiter mit verschobener Dispersionskurve, wobei der Nulldurchgang außerhalb des Bereiches der Betriebswellenlängen (C-Band) liegt. Innerhalb dieses Bereiches darf der Koeffizient der chromatischen Dispersion einen bestimmten Wert nicht unterschreiten (Bild 1.28). 46 Glases nichtlinear. Es kommt zu einer Wechselwirkung zwischen Licht und Materie, die mit den Gesetzen der nichtlinearen Optik erklärt werden können. Besonders störend ist die Vierwellenmischung: Es entstehen neue Lichtfrequenzen, die die Originalfrequenzen stören können. Dieser Effekt ist besonders stark, wenn der Koeffizient der chromatischen Dispersion Null ist. Das ist beim dispersionsverschobenen Lichtwellenleiter der Fall. Kompromiss: Der Koeffizient der chromatischen Dispersion darf bei 1550 nm nicht zu groß sein (wie beim G.652-LWL). Andererseits darf er auch nicht Null werden (wie beim G.653-LWL). Der Non-zero dispersion shifted Lichtwellenleiter (NZDSF) ist ein Lichtwellenleiter mit verschobener Dispersionskurve, wobei der Nulldurchgang außerhalb des Bereiches der Betriebswellenlängen (C-Band) liegt. Innerhalb dieses Bereiches darf der Koeffizient der chromatischen Dispersion einen bestimmten Wert nicht unterschreiten (Bild 1.28). Bild 1.28: Typischer Verlauf des Koeffizienten der chromatischen Dispersion eines NZDS-LWL Der NZDS-LWL wird in der ITU-T G.655 genormt. Die aktuelle Version der Norm unterscheidet drei Kategorien (Tabelle 1.12). Für alle Kategorien gilt:  Wellenlängenbereich: 1530 nm bis 1565 nm (C-Band)  Modenfelddurchmesser bei 1550 nm: (8…11) µm ± 0,6 µm Bild 1.28: Typischer Verlauf des Koeffizienten der chromatischen Dispersion eines NZDS-LWL Der NZDS-LWL wird in der ITU-T G.655 genormt. Die aktuelle Version der Norm unterscheidet drei Kategorien (Tabelle 1.12). Für alle Kategorien gilt: ■ Wellenlängenbereich: 1530 nm bis 1565 nm (C-Band) ■ Modenfelddurchmesser bei 1550 nm: (8…11) µm ± 0,6 µm ■ Grenzwellenlänge des Kabels: ≤ 1450 nm ■ Die Makrobiegeempfindlichkeit wird für einen Biegeradius von 30 mm spezifiziert. ITU-T G.655.C G.655.D G.655.E Wellenlängenbereich 1530 nm…1565 nm 1460 nm…1625 nm Koeffizient der chromati‐ schen Dispersion 1 ps/ nm ⋅ km ≤ D CD D CD ≤ 10, 0 ps/ nm ⋅ km Paar begrenzender Geraden in Abhängigkeit von der Wellen‐ länge D CD max − D CD min ≤ 5,0 ps/ (nm∙km) Dämpfungs‐ koeffizient 1550 nm ≤ 0,30 dB/ km 1625 nm ≤ 0,40 dB/ km PMD-Link-Design-Value ≤-0, 5ps/ km ≤-0, 5ps/ km ≤-0, 20ps/ km Tab. 1.12: Unterschiede zwischen G.655.C, G.655.D und G.655.E Für die Klasse D gilt: ■ Im Wellenlängenbereich 1530 nm…1565 nm erfüllt der Koeffizient der chromati‐ schen Dispersion die Forderungen der Klasse C. 60 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="62"?> ■ Für λ > 1530 nm ist der Koeffizient der chromatischen Dispersion positiv und hinreichend groß, um nichtlineare Effekte zu unterdrücken. Geeignet für DWDM-Übertragung. ■ Im Wellenlängenbereich 1460 nm…1530 nm durchläuft der Koeffizient der chroma‐ tischen Dispersion den Nulldurchgang. Dieser Wellenlängenbereich ist geeignet für die CWDM-Übertragung (1471 nm, 1491 nm,…). Für die Klasse E gilt: ■ Für λ > 1460 nm ist der Koeffizient der chromatischen Dispersion positiv und größer als in Klasse D. DWDM-Übertragung ist möglich. Ansonsten lässt die Norm G.655 viel Spielraum bei der konkreten Dimensionierung des Lichtwellenleiters. Das führte dazu, dass die verschiedenen Anbieter ihre G.655-LWL unterschiedlich optimieren und sie voneinander abweichende Parameter haben. Diese Fasern sind unter verschiedenen Markennamen bekannt: ■ LEAF von Corning ■ TrueWave RS von OFS (ehemals Lucent) ■ TeraLight von Alcatel ■ PureGuide hat identische Parameter wie TeraLight ■ FreeLight hat identische Parameter wie LEAF In Tabelle 1.13 wurden einige wichtige Parameter verschiedener G.655-LWL-Typen zusammengestellt. Wenn verschiedene LWL-Typen miteinander gekoppelt werden, führen die unterschiedlichen Modenfelddurchmesser zu Koppelverlusten und Stufen im Rückstreudiagramm. Dies ist bei der Planung und Messung derartiger Strecken zu berücksichtigen. Die unterschiedlichen Brechzahlen können zu minimalen Reflexionen führen, die aber meist unkritisch sind. LWL-Typ Modenfelddurchmesser Gruppenbrechzahl Toleranzbereich Nennwert Standard-SM-LWL 9,5 µm…11,5 µm 10,5 µm 1,4681 TeraLight 8,7 µm… 9,7 µm 9,2 µm 1,470 PureGuide 8,7 µm… 9,7 µm 9,2 µm 1,470 LEAF 9,2 µm…10,0 µm 9,6 µm 1,468 FreeLight 9,2 µm…10,0 µm 9,6 µm 1,470 TrueWave RS 7,8 µm… 9,0 µm 8,4 µm 1,470 Tab. 1.13: Vergleich wichtiger Parameter verschiedener NZDS-LWL (G.655) mit dem Standard-Sing‐ lemode-LWL (G.652) für die Wellenlänge 1,55 µm Die maximale Grenzwellenlänge wird für den G.655-LWL mit 1450 nm festgelegt. So ist es möglich, dass der Lichtwellenleiter im zweiten optischen Fenster multimodig wird. Dann ist es nicht sinnvoll, den Lichtwellenleiter bei dieser Wellenlänge einzusetzen. 61 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="63"?> Die Grenzwellenlänge 1450 nm beschreibt eine obere Grenze. NZDS-LWL mit Grenz‐ wellenlängen kleiner als 1300 nm sind auf dem Markt. Beabsichtigt man auch das zweite optische Fenster mit dem NZDS-LWL zu nutzen, muss man die passende Faser anhand der Datenblätter auswählen. 1.2.10 NZDSF für erweiterten Wellenlängenbereich Dieser Lichtwellenleiter wurde in der Norm ITU-T G.656 standardisiert. Dabei findet die Tatsache Berücksichtigung, dass Wellenlängenmultiplex nicht nur im C-Band, sondern zunehmend auch im L-Band bzw. S-Band erfolgt. Auch in diesen Wellenlängenbereichen muss gewährleistet sein, dass der Koeffizient der chromatischen Dispersion keinen Nulldurchgang hat. Die Spezifikation der Para‐ meter erfolgt für einen erweiterten Wellenlängenbereich: 1460 nm bis 1625 nm. Weiterhin wurde spezifiziert: ■ Modenfelddurchmesser bei 1550 nm: (7…11) µm ± 0,7 µm ■ Grenzwellenlänge des Kabels: ≤ 1450 nm ■ Dämpfungskoeffizient bei 1550 nm und 1625 nm: wie G.655-LWL ■ Dämpfungskoeffizient bei 1460 nm: ≤ 0,4 dB/ km. Dieser Parameter ist wichtig, wenn Raman-Pumplaser zum Einsatz kommen (Abschnitt 6.2.5.5). ■ Die Makrobiegeempfindlichkeit wird für einen Biegeradius von 30 mm spezifiziert. Maximale Dämpfung bei 1625 nm (100 Windungen): 0,50 dB. ■ Der Kanalabstand bei DWDM darf ≤ 100 GHz betragen (Abschnitt 6.2.4). ■ Der zulässige Toleranzbereich des Koeffizienten der chromatischen Dispersion wird durch Paare begrenzender Kurven D CD min (λ) und D CD min (λ) festgelegt: ■ D CD min = 1,00 ps/ (nm∙km), D CD max = 4,60 ps/ (nm∙km) bei 1460 nm ■ D CD min = 3,60 ps/ (nm∙km), D CD max = 9,28 ps/ (nm∙km) bei 1550 nm ■ D CD min = 4,58 ps/ (nm∙km), D CD max = 14,00 ps/ (nm∙km) bei 1625 nm ■ PMD-Konstruktionswert: ≤ 0,20 ps/ km (Abschnitt 1.2.12) 1.2.11 Lichtwellenleiter mit reduzierter Biegeempfindlichkeit Multimode- und Singlemode-LWL reagieren unterschiedlich stark auf Makrobiegun‐ gen. Während im Multimode-LWL die gesamte Leistung im Wesentlichen im Kern transportiert wird, reicht das annähernd gaußförmige Modenfeld des Singlemode-LWL in den inneren Glasmantel. Deshalb reagiert der herkömmliche Singlemode-LWL deutlich empfindlicher auf Makrobiegungen als der Multimode-LWL. Für Fiber-to-the-Home- oder Fiber-to-the-Building-Anwendungen werden Fasern mit reduzierter Biegeempfindlichkeit benötigt. Zur Verringerung des Platzbedarfs und um Kabel unauffällig verlegen zu können, sollen geringere Biegeradien möglich sein. Die 62 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="64"?> Abmessungen der Spleiß- und Kopplerboxen können reduziert, die Packungsdichte erhöht und Kosten gespart werden. Entsprechende Fasern wurden in der Norm ITU-T G.657 „Characteristics of a Bending Loss Insensitive Single Mode Optical Fibres and Cables for the Access Network“ spezifiziert. Bei der Verringerung des Radius des Lichtwellenleiters sind zwei Aspekte zu beachten: Erhöhung der Dämpfung und Verringerung der Lebensdauer. Bei herkömmlichen primärbeschichteten Singlemode-LWL darf ein Biegeradius von 30 mm nicht unterschritten werden. Die Biegeempfindlichkeit wird verringert durch Modifikation des Brechzahlprofils. 49 1.2.11 Lichtwellenleiter mit reduzierter Biegeempfindlichkeit Multimode- und Singlemode-LWL reagieren unterschiedlich stark auf Makrobiegungen. Während im Multimode-LWL die gesamte Leistung im Wesentlichen im Kern transportiert wird, reicht das annähernd gaußförmige Modenfeld des Singlemode- LWL in den inneren Glasmantel. Deshalb reagiert der herkömmliche Singlemode-LWL deutlich empfindlicher auf Makrobiegungen als der Multimode-LWL. Für Fiber-to-the-Home- oder Fiber-to-the-Building-Anwendungen werden Fasern mit reduzierter Biegeempfindlichkeit benötigt. Zur Verringerung des Platzbedarfs und um Kabel unauffällig verlegen zu können, sollen geringere Biegeradien möglich sein. Die Abmessungen der Spleiß- und Kopplerboxen können reduziert, die Packungsdichte erhöht und Kosten gespart werden. Entsprechende Fasern wurden in der Norm ITU-T G.657 „Characteristics of a Bending Loss Insensitive Single Mode Optical Fibres and Cables for the Access Network“ spezifiziert. Bei der Verringerung des Radius des Lichtwellenleiters sind zwei Aspekte zu beachten: Erhöhung der Dämpfung und Verringerung der Lebensdauer. Bei herkömmlichen primärbeschichteten Singlemode-LWL darf ein Biegeradius von 30 mm nicht unterschritten werden. Die Biegeempfindlichkeit wird verringert durch Modifikation des Brechzahlprofils. (a) Radius Brechzahl (b) (c) Bild 1.29: Brechzahlprofile zur Verringerung der Biegeempfindlichkeit Entsprechend Bild 1.29 (a) reduziert man die Biegeempfindlichkeit durch Erhöhung der Kernbrechzahl und Verringerung des Kerndurchmessers. Dadurch wird der Modenfelddurchmesser kleiner und das Licht wird stärker im Kernbereich lokalisiert. Der Nachteil dieser Variante besteht darin, dass der Modenfelddurchmesser nicht mehr mit demjenigen der Standardfaser kompatibel ist. Es kommt zu Fehlanpassungen. Bild 1.29: Brechzahlprofile zur Verringerung der Biegeempfindlichkeit Entsprechend Bild 1.29 (a) reduziert man die Biegeempfindlichkeit durch Erhöhung der Kernbrechzahl und Verringerung des Kerndurchmessers. Dadurch wird der Mo‐ denfelddurchmesser kleiner und das Licht wird stärker im Kernbereich lokalisiert. Der Nachteil dieser Variante besteht darin, dass der Modenfelddurchmesser nicht mehr mit demjenigen der Standardfaser kompatibel ist. Es kommt zu Fehlanpassungen. Bild 1.29 (b) zeigt eine biegeoptimierte Faser, die im inneren LWL-Mantel einen Brechzahlgraben hat (depressed cladding). Die Brechzahlabsenkung wird durch Fluor-Dotierung erreicht. So werden die weit in den Mantel hinein reichenden gaußför‐ migen Wellenschwänze unterdrückt. Entsprechend Bild 1.29 (c) hält ein tiefer Graben im Brechzahlprofil das Licht im Kern gefangen (trench-assisted fiber). Des Weiteren kann man eine deutliche Verringerung der Biegeempfindlichkeit durch das Einbringen einer Löcherstruktur um den LWL-Kern erreichen. Allerdings sind diese Fasern schwieriger herstell- und handhabbar und haben am Markt keine Akzep‐ tanz gefunden. Die Norm G.657 unterscheidet zwischen der Kategorie A, die kompatibel mit der G.652.D-Faser ist und der Kategorie B, die kompatibel mit der G.652.D- und der G.657.A-Faser bis auf die Dispersionsparameter (CD, PMD) ist. 63 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="65"?> 1.2.11.1 Kategorie A Für die Kategorie A (Tabelle 1.14 und 1.16) gilt: ■ Modenfelddurchmesser bei 1310 nm: 8,6 µm…9,2 µm ± 0,4 µm ■ Zugtest mit 0,69 GPa (100 KPSI) Kategorie A1 Kategorie A2 Radius 15 mm 10 mm 15 mm 10 mm 7,5 mm Anzahl der Windungen 10 1 10 1 1 maximale Dämpfung bei 1550 nm 0,25 dB 0,75 dB 0,03 dB 0,1 dB 0,5 dB maximale Dämpfung bei 1625 nm 1,0 dB 1,5 dB 0,1 dB 0,2 dB 1,0 dB Tab. 1.14: Zulässige Dämpfungen der G.657.A-Faser Die Makrobiegedämpfung wächst proportional zur Anzahl der Windungen. Sie wächst exponentiell mit Verringerung des Radius und mit Erhöhung der Wellenlänge. Man unterscheidet zwischen drei Unterkategorien: ■ A1 erlaubt einen minimalen Biegeradius von 10 mm: etwa zehnmal geringere Makrobiegeempfindlichkeit als der G.652-LWL. ■ A2 erlaubt einen minimalen Biegeradius von 7,5 mm: etwa hundertmal geringere Makrobiegeempfindlichkeit als der G.652-LWL. ■ A3 erlaubt einen minimal zulässigen Biegeradius von 5 mm. Die Dämpfung beträgt pro Windung bei diesem Radius und der Wellenlänge 1550 nm: 0,15 dB. Diese Klasse ist noch nicht verabschiedet. 1.2.11.2 Kategorie B Für die Kategorie B (Tabelle 1.15 und 1.16) gilt: ■ Gleiche Parameter wie G.652.D bzw. G.657.A bis auf die Dispersionsparameter: chromatische Dispersion (größere Toleranz); PMD-Konstruktionswert (schlech‐ ter). ■ Geeignet für Zugangsnetze im Gebäude oder in der Nähe von Gebäuden (geringe Streckenlängen: < 1000 m; Dispersion spielt keine Rolle). ■ Modenfelddurchmesser bei 1310 nm: 8,6 µm…9,2 µm ± 0,4 µm ■ Zugtest mit 0,69 GPa (100 KPSI) Man unterscheidet zwischen zwei Unterkategorien: ■ B2 hat die gleiche Makrobiegeempfindlichkeit, wie die Unterkategorie A2. ■ B3 hat die gleiche Makrobiegeempfindlichkeit, wie die Unterkategorie A3. 64 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="66"?> Radius 10 mm 7,5 mm 5 mm Anzahl der Windungen 1 1 1 maximale Dämpfung bei 1550 nm 0,03 dB 0,08 dB 0,15 dB maximale Dämpfung bei 1625 nm 0,1 dB 0,25 dB 0,45 dB Tab. 1.15: Zulässige Dämpfungen der G.657.B3-Faser minimal zulässiger Biegeradius 10 mm 7,5 mm 5 mm Kategorie A: kompatibel mit G.652.D G.657.A1 G.657.A2 G.657.A3: noch nicht verabschiedet Kategorie B: kompatibel mit G.652.D bis auf CD und PMD - G.657.B2 G.657.B3 Tab. 1.16: Vergleich der Unterkategorien Man unterscheidet folgende Begriffe: ■ G.657.A1: „bend-improved“ = „biegeverbessert“ ■ G.657.A2: „bend-tolerant“ = „biegetolerant“ ■ G.657.B3: „bend-insensitive“ = „biegeunempfindlich“ Die biegeunempfindlichen Fasern sind nicht nur für die Haus- oder Wohnungsinstalla‐ tion interessant: Die Übertragung erfolgt bei zunehmend höheren Wellenlängen (RFoG: 1610 nm; DWDM: bis 1610 nm; CWDM: bis 1617,5 nm; Überwachung: bis 1650 nm). Die Faser wird mit höheren Wellenlängen biegeempfindlicher. Für derartige Anwendungen bieten sich G.657-Fasern an. Kabel mit kleineren Durchmessern und höheren Faser-Packungsdichten, die in einem großen Temperaturbereich zum Einsatz kommen, erhöhen die Beanspruchungen der Faser durch Mikrobiegungen (Biegeradien im Mikrometerbereich). Mikrobiegungen entstehen durch Schrumpfen des Kabelmaterials bei Temperaturän‐ derungen, durch Druckpunkte oder lokalen Stress. G.657-Fasern reagieren nicht nur auf Makro-, sondern auch auf Mikrobiegungen unempfindlicher. Die Erschließung des gesamten Wellenlängenbereiches bis 1675 nm wird möglich. 1.2.11.3 Praktische Aspekte Alle namhaften Faserhersteller bieten heute Fasern mit reduzierter Biegeempfind‐ lichkeit an. Je nach Faserinfrastruktur kann es zu einer Mischung zwischen der Standard-Faser und der biegeunempfindlichen Faser kommen. Ein solcher Übergang ist denkbar am Hausübergabepunkt: Von der Vermittlungsstelle zum Haus wird eine Standard-Singlemode-Faser verlegt; im Haus selbst eine biegeunempfindliche Faser. Ältere G.657-Fasern können sich 65 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="67"?> in ihren Modenfelddurchmessern von der G.652.D-Faser unterscheiden. Das betrifft insbesondere die G.657.B. Die aktuelle Version der Norm ITU-T G.657 spezifiziert sowohl für die G.657.A als auch für die G.657.B den gleichen Modenfelddurchmesser wie für die Standard-Sing‐ lemode-Faser (G.652.D). Abweichungen sind nur noch innerhalb der Toleranzbereiche möglich (8,6 µm…9,2 µm ± 0,4µm). Tendenziell haben G.657-Fasern etwas kleinere Modenfelddurchmesser als G.652-Fa‐ sern. Das führt zu kleinen Dämpfungen und Stufen im Rückstreudiagramm. Zur Charakterisierung der Strecke empfiehlt sich eine bidirektionale Rückstreumes‐ sung und Auswertung (Abschnitt 3.4.2). Bei einseitiger Messung würde man die Stufe im Rückstreudiagramm als Dämpfung interpretieren. Die tatsächliche Dämpfung ist aber in der Regel deutlich kleiner als die Stufe. Bei der Fertigung der G.657-LWL erfolgt der Zugtest mit der gleichen mechanischen Spannung (0,69 GPa) wie bei herkömmlichen Fasern (Abschnitt 1.2.15). Das bedeutet, die mechanischen Eigenschaften der biegeunempfindlichen Fasern sind unverändert. Das Glas kann bei unsachgemäßer Handhabung beschädigt werden oder brechen. Zu geringe Biegeradien führen zu einer übermäßigen mechanischen Beanspru‐ chung der Faser, weil die zulässige Zugkraft im Außenbereich überschritten wird. Das beeinträchtigt die Lebensdauer. Durch Erhöhung der Spannung beim Zugtest von 100 KPSI auf 200 KPSI und eine Modifikation des Coatings (Erhöhung der Spannungskorrosionsempfindlichkeit) kann man die mechanische Festigkeit und damit die Lebensdauer erhöhen. Biegeradien von ≥ 15 mm ermöglichen eine hohe Zuverlässigkeit. Eine Ausfallwahr‐ scheinlichkeit von maximal 10 -6 in 30 Jahren (typische Anforderung im Weitverkehr) kann mit Biegeradien < 15 mm jedoch nicht garantiert werden. Im Zugangsbereich werden meist höhere Ausfallraten toleriert. Dann kann man kleinere Biegeradien akzeptieren (Abschnitt 1.2.15.5). Kabel mit G.657-Fasern müssen bei der Installation genauso sorgfältig behandelt und verlegt werden wie Kabel mit herkömmlichen Fasern. Übermäßige Zugkräfte und Temperaturextreme sind unzulässig. Die Coating- und Mantelmaterialien unterliegen den gleichen Beschränkungen wie herkömmliche Kabel. Es ist ein gutes Kabelmanage‐ ment erforderlich. 1.2.12 Kategorien von Singlemode-LWL Die Normen DIN EN 60793-2-50 (VDE 0888-325), IEC und ITU teilen die Single‐ mode-LWL in verschiedene Kategorien ein (Tabelle 1.17). 66 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="68"?> ITU-T G.65X klassifiziert folgende Fasertypen: ■ ITU-T G.652: Characteristics of a singlemode optical fiber and cable (Ab‐ schnitt 1.2.5). ■ ITU-T G.653: Characteristics of dispersion-shifted singlemode optical fiber and cable (Abschnitt 1.2.7). ■ ITU-T G. 654: Characteristics of a cut-off shifted singlemode optical fiber cable (Abschnitt 1.2.8). ■ ITU-T G.655: Characteristics of a non-zero dispersion-shifted singlemode optical fiber (Abschnitt 1.2.9). ■ ITU-T G.656: Characteristics of a fiber and cable with non-zero dispersion for wideband optical transport (Abschnitt 1.2.10). ■ ITU-T G.657: Characteristics of a bending loss insensitive singlemode optical fibres and cables for the access network (Abschnitt 1.2.11). Katego‐ rien ITU verab‐ schiedet letzte Ver‐ sion Katego‐ rien IEC Kategorie DIN EN 60793-2-50 G.652.B 1984 Nov. 2016 B1.1 dispersionsunverschoben G.652.D B1.3 reduzierter Wasserpeak G.653.A 1988 Juli 2010 B2_a dispersionsverschoben G.653.B B2_b G.654.A 1988 März 2020 B1.2_a verschobene Grenzwellenlänge G.654.B B1.2_b G.654.C B1.2_c G.654.D G.654.E G.655.C 1996 Nov. 2009 B4_c dispersionsverschoben im Arbeitsbereich Dispersion ungleich Null G.655.D B4_d G.655.E B4_e G.656 2004 Juli 2010 B5 dispersionsverschoben; im Ar‐ beitsbereich Dispersion ungleich Null; erweiterter Arbeitsbereich G.657.A1 2006 Nov. 2016 B6_a1 biegeoptimiert G.657.A2 B6_a2 G.657.B2 B6_a3 G.657.B3 B6_a4 Tab. 1.17: Kategorien Singlemode-LWL 1.2.13 Trends bei der Faserentwicklung Bei der Weiterentwicklung der Normen zeichnen sich folgende Trends ab: ■ Spezifikation des Dämpfungskoeffizienten der Faser für die Wellenlänge 1650 nm. Diese Wellenlänge wird zunehmend wichtiger bei der Faserüberwachung. 67 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="69"?> ■ Spezifikation der Dämpfungskoeffizienten von längeren Kabelstrecken, die sich aus vielen Abschnitten zusammensetzen. Erleichtert die Planung der Dämpfung der Strecken. ■ Engere Spezifikation des Koeffizienten der chromatischen Dispersion bei 1310 nm, um 4 x 25 Gbit/ s über G.652.D-LWL realisieren zu können (CWDM). ■ G.654-LWL sollen im terrestrischen Bereich zum Einsatz kommen. 1.2.13.1 Weiterentwicklung des Standard-Singlemode-LWL Moderne Fasern unterbieten hinsichtlich optischer Parameter und Toleranzen der geometrischen Parameter deutlich die Forderungen laut Norm: Die Normen hinken der technischen Entwicklung hinterher. Unter dem Gesichtpunkt, dass das LWL-Kabel eine sehr langfristige Investition ist (Lebensdauer mindestens 25 Jahre), müssen Fasern verwendet werden, die beste Parameter haben. Deshalb sollte man bei der Spezifikation nicht Fasern laut G.652.D fordern, sondern konkrete Parameter oder konkrete Produkte spezifizieren. Als Beispiel betrachten wir einen Standard-Singlemode-LWL mit verbesserten Pa‐ rametern (SMF-28e+ ® LL). Dieser unterbietet deutlich die Forderungen der Norm (Tabelle 1.18). Dämpfungskoeffizient G.652.D SMF-28e+ ® LL bei 1310 nm ≤ 0,4 dB/ km ≤ 0,32 dB/ km bei 1383 nm ± 3 nm ≤ 0,4 dB/ km ≤ 0,32 dB/ km bei 1490 nm - ≤ 0,21 dB/ km bei 1550 nm ≤ 0,3 dB/ km ≤ 0,18 dB/ km bei 1625 nm ≤ 0,4 dB/ km ≤ 0,20 dB/ km Tab. 1.18: Vergleich der Dämpfungskoeffizienten Geringere Dämpfungskoeffizienten ermöglichen größere Systemreserven, zum Bei‐ spiel für Reparaturen oder für die Aufrüstung des Systems. Die geringen Dämpfungs‐ koeffizienten gelten in einem großen Wellenlängenbereich. Das ermöglicht zukünftige Anwendungen, zum Beispiel Passive Optische Netze der nächsten Generationen (Abschnitt 4.4). Durch die Verkabelung der Faser steigt der Dämpfungskoeffizient, beispielsweise durch Mikrobiegeverluste, minimal an. Dennoch spezifiziert die Deutsche Telekom die Dämpfungskoeffizienten moderner Kabel folgendermaßen: ■ Wellenlängen 1310 nm: α ≤ 0,34 dB/ km ■ Wellenlängen 1550 nm: α ≤ 0,20 dB/ km Das setzt sehr gute Fasern voraus. 68 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="70"?> Auch der PMD-Konstruktionswert (Abschnitt 1.2.14) einer modernen Faser unterbietet deutlich die Norm. Das hat zur Folge, dass die Polarisationsmodendispersion erst bei viel längeren Strecken störend wird. Tabelle 1.19 zeigt die maximal überbrückbaren Streckenlängen in Abhängigkeit vom Fasertyp und der Datenrate. Die Längen gelten für die herkömmliche NRZ-Modulation. Längenbegren‐ zung bei PMD-Konstruktionswert PMD Q G.652.D: 0, 20ps/ km SMF-28e+ ® LL: 0, 04ps/ km 10 Gbit/ s 2.500 km 62.500 km 40 Gbit/ s 156 km 3.906 km 100 Gbit/ s 25 km 625 km Tab. 1.19: Längenbegrenzung durch Polarisationsmodendispersion Die Fasern SMF-28e+ ® Ultra und FutureGuide-Ace haben die gleichen optischen, geometrischen und mechanischen Parameter wie die SMF-28e+ ® LL. Darüber hinaus ist die Biegeempfindlichkeit geringer als beim G.657.A1-Lichtwellenleiter (Tabelle 1.20). Radius Anzahl der Windungen Wellen‐ länge G.657.A1 SMF-28e+ ® Ultra FutureGuide-Ace 10 mm 1 1550 nm ≤ 0,75 dB ≤ 0,50 dB 10 mm 1 1625 nm ≤ 1,5 dB ≤ 1,5 dB 15 mm 10 1550 nm ≤ 0,25 dB ≤ 0,05 dB 15 mm 10 1625 nm ≤ 1,0 dB ≤ 0,30 dB Tab. 1.20: Vergleich der Biegeempfindlichkeit Moderne Fasern haben geringe Dämpfungskoeffizienten, geringe PMD-Konstrukti‐ onswerte und eine geringe Biegeempfindlichkeit. Sie erfüllen die Anforderungen an zukünftige Netze. Darüber hinaus sind sie spleißkompatibel zur Standard-Single‐ mode-Faser (Spleißdämpfungen ≤ 0,02 dB). 1.2.13.2 Fasern mit reduziertem Beschichtungs-Durchmesser Herkömmliche Telekommunikationsfasern haben einen Glasdurchmesser von 125 µm und einen Beschichtungs-Durchmesser von 250 µm. Speziell in FTTx-Projekten kom‐ men hochfasrige Kabel zum Einsatz. Die Kosten für die Miete von Leerrohren hängen vom Querschnitt ab. Deshalb sollten die Fasern im Kabel möglichst dicht gepackt werden. Das kann man erreichen durch Verringerung des Beschichtungs-Durchmessers auf 200 µm (DIN EN 60793-2-50). Die das Glas schützende Schicht wird von 62,5 µm auf 37,5 µm reduziert (Bild 1.30). Der Querschnitt reduziert sich um 36 %. Die spezifizierten Beschichtungs-Durchmesser wurden in Tabelle 1.21 aufgelistet. Mittlerweile sind Fasern mit 180 µm-Beschichtungsdurchmesser auf dem Markt. 69 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="71"?> Nennwert 250 µm 200 µm nicht farbig (235…255) µm (180…210) µm eingefärbt (235…265) µm (180…220) µm Tab. 1.21: Spezifikation Beschichtungs-Durchmesser nach DIN EN IEC 60793-2-50 56 auf 37,5 µm reduziert (Bild 1.30). Der Querschnitt reduziert sich um 36 %. Die spezifizierten Beschichtungs-Durchmesser wurden in Tabelle 1.21 aufgelistet. Mittlerweile sind Fasern mit 180 µm-Beschichtungsdurchmesser auf dem Markt. Nennwert 250 µm 200 µm nicht farbig (235...255) µm (180...210) µm eingefärbt (235...265) µm (180...220) µm Tabelle 1.21: Spezifikation Beschichtungs-Durchmesser nach DIN EN IEC 60793-2-50 Bild 1.30: Reduktion des Beschichtungs-Durchmessers Die Faser reagiert empfindlicher auf mechanische Einflüsse. Das Licht kann aus dem Kern austreten. Die Störungen werden durch Verwendung von biegeunempfindlichen Fasern (G.657) und weiterentwickelte mikrobiege-resistente Beschichtung reduziert. Dieses dämpft die äußeren Kräfte. Entsprechende Produkte sind auf dem Markt. Die Fasern können in engeren Röhrchen untergebracht und die Faserdichte kann beträchtlich erhöht werden. Das ermöglicht:  kleinere, leichtere Kabel  geringeres Gewicht je Kabeltrommel  Einblasen größerer Streckenlängen  geringere Kosten für die Miete der Rohre 200 µm-Beschichtung lässt sich mit den gleichen Werkzeugen absetzen wie 250 µm- Beschichtung. Die weitere Verarbeitung (brechen, spleißen) ist unverändert, da der Durchmesser des Glasmantels unverändert ist. Es gibt keine erhöhten Spleißdämpfungen. Kabel, die Fasern mit 200 µm-Beschichtung enthalten, erfüllen die herkömmlichen Anforderungen an das Temperaturverhalten und die mechanische Belastung. Bild 1.30: Reduktion des Beschichtungs-Durchmessers Die Faser reagiert empfindlicher auf mechanische Einflüsse. Das Licht kann aus dem Kern austreten. Die Störungen werden durch Verwendung von biegeunempfindlichen Fasern (G.657) und weiterentwickelte mikrobiege-resistente Beschichtung reduziert. Dieses dämpft die äußeren Kräfte. Entsprechende Produkte sind auf dem Markt. Die Fasern können in engeren Röhrchen untergebracht und die Faserdichte kann beträchtlich erhöht werden. Das ermöglicht: ■ kleinere, leichtere Kabel ■ geringeres Gewicht je Kabeltrommel ■ Einblasen größerer Streckenlängen ■ geringere Kosten für die Miete der Rohre 200 µm-Beschichtung lässt sich mit den gleichen Werkzeugen absetzen wie 250 µm-Be‐ schichtung. Die weitere Verarbeitung (brechen, spleißen) ist unverändert, da der Durch‐ messer des Glasmantels unverändert ist. Es gibt keine erhöhten Spleißdämpfungen. Kabel, die Fasern mit 200 µm-Beschichtung enthalten, erfüllen die herkömmlichen Anforderungen an das Temperaturverhalten und die mechanische Belastung. 70 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="72"?> Bei Reparaturen beeinflussen unterschiedliche Beschichtungs-Durchmesser die Zuver‐ lässigkeit des Spleißes nicht. Es ist für den Spleißschutz unerheblich, ob er mit einem Durchmesser von 200 µm oder 250 µm in Kontakt kommt. Durch Verbesserung der Glasmaterialien in den letzten Jahrzehnten gewährleisten Fasern mit 200 µm-Beschichtung wie herkömmliche Fasern eine Lebensdauer von mindestens 30 Jahren und eine Festigkeit > 600 KPSI (Abschnitt 1.2.15). In Abhängigkeit von der Anwendung werden folgende Fasertypen empfohlen: ■ Weitverkehr: G.652.D (G.654, G.655/ 6) ■ Verteilnetz bis zum KVz: G.652.D ■ Verteilnetz bis ins Haus: G.652.D / G.657.A1 ■ Hausverkabelung: G.657.A2 (G.652.D, G.657.A1) ■ Kabel mit 200 µm-Coating: G.657.A1, G.657.A2 ■ Abschlussequipment mit Biegeradien < 30 mm: G.657.A2, G.657.A1 1.2.13.3 Fasern für Raummultiplex Raummultiplex nutzt räumlich parallele Kanäle, um mehrere unabhängige optische Signale gleichzeitig zu übertragen. So können höchste Übertragungskapazitäten erreicht werden. Raummultiplex kann man realisieren durch Parallelschaltung vieler Fasern im Kabel. Man kann aber auch viele Kanäle innerhalb einer einzigen Faser realisieren. Das ist technologisch anspruchsvoll und die optischen Schnittstellen sind aufwändig. Insgesamt erwartet man aber mit Raummultiplex eine Kostenreduktion durch einen höheren Grad der Integration. Man unterscheidet zwei verschiedene Ansätze: Few-mode fibers (FMF) Unterschreitet man beim Singlemode-LWL die Grenzwellenlänge (Abschnitt 1.2.5.5) bzw. vergrößert man den Kerndurchmesser, schwingen zusätzliche Moden an (Bild 1.31). Aus dem Einmoden-LWL wird ein Mehrmoden-LWL. Auf jede Mode wird eine separate Information aufmoduliert. Der Manteldurchmesser bleibt unverändert (125 µm). 71 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="73"?> 57 Few-mode fibers (FMF) Unterschreitet man beim Singlemode-LWL die Grenzwellenlänge (Abschnitt 1.2.5.5) bzw. vergrößert man den Kerndurchmesser, schwingen zusätzliche Moden an (Bild 1.31). Aus dem Einmoden-LWL wird ein Mehrmoden-LWL. Auf jede Mode wird eine separate Information aufmoduliert. Der Manteldurchmesser bleibt unverändert (125 µm). Bild 1.31: Ausbildung unterschiedlicher Moden in der Faser Bild 1.31: Ausbildung unterschiedlicher Moden in der Faser Mehrkernfaser (MCF) Die Mehrkernfaser enthält mehrere unabhängige optische Kerne innerhalb eines ge‐ meinsamen optischen Mantels. So kann beispielsweise ein vierfasriges Bändchenkabel durch eine Mehrkernfaser mit vier Kernen ersetzt werden (Bild 1.32). Besondere Herausforderungen ergeben sich bei den Steckverbindern, beim Spleißen und durch die kleinen Abmessungen der Kerne. Mehrkernfaser (MCF) Die Mehrkernfaser enthält mehrere unabhängige optische Kerne innerhalb eines gemeinsamen optischen Mantels. So kann beispielsweise ein vierfasriges Bändchenkabel durch eine Mehrkernfaser mit vier Kernen ersetzt werden (Bild 1.32). Besondere Herausforderungen ergeben sich bei den Steckverbindern, beim Spleißen und durch die kleinen Abmessungen der Kerne. Bild 1.32: Mehrkernfaser mit vier Kernen (Quelle: Fibercore Ltd.) 1.2.14 Polarisationsmodendispersion (PMD) Die dominierende Dispersionsart im Singlemode-LWL ist die chromatische Dispersion (Abschnitt 1.2.5). Sie ist physikalisch unvermeidbar und determiniert. Bei sehr hohen Datenraten und/ oder älteren Fasern kann aber auch die Polarisationsmodendispersion (PMD) eine Rolle spielen. Die Impulsverbreiterung durch Polarisationsmodendispersion erfolgt statistisch und kann deshalb auch nur statistisch beschrieben werden. Das Licht schwingt senkrecht zu seiner Ausbreitungsrichtung (Transversalwelle). Der Schwingungsvektor beschreibt in einer Ebene senkrecht zur Ausbreitungsrichtung Bild 1.32: Mehrkernfaser mit vier Kernen (Quelle: Fibercore Ltd.) 1.2.14 Polarisationsmodendispersion (PMD) Die dominierende Dispersionsart im Singlemode-LWL ist die chromatische Dispersion (Abschnitt 1.2.5). Sie ist physikalisch unvermeidbar und determiniert. Bei sehr hohen Datenraten und/ oder älteren Fasern kann aber auch die Polarisati‐ onsmodendispersion (PMD) eine Rolle spielen. Die Impulsverbreiterung durch Pola‐ 72 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="74"?> risationsmodendispersion erfolgt statistisch und kann deshalb auch nur statistisch beschrieben werden. Das Licht schwingt senkrecht zu seiner Ausbreitungsrichtung (Transversalwelle). Der Schwingungsvektor beschreibt in einer Ebene senkrecht zur Ausbreitungsrichtung unterschiedliche Bahnen. Dieser Schwingungszustand wird durch eine komplexe Amplitude, die sich aus einer reellen Amplitude und einer imaginären Phase zusammensetzt, beschrieben. Unser Auge registriert nur das Betragsquadrat der komplexen Amplitude, die Intensität. Der Polarisationszustand des Lichtes wird durch unser Auge nicht wahrgenommen. Das heißt die Phaseninformationen werden im Auge unterdrückt. Wir können nicht erkennen, welchen Schwingungszustand das Licht hat. Auch eine normale Empfänger‐ diode registriert nur Lichtintensitäten. Es wird vermutet, dass der Mensch prinzipiell die Eigenschaft besitzt, den Polarisati‐ onszustand des Lichtes zu erkennen, aber offensichtlich wird diese Information im Gehirn unterdrückt. Es gibt einige Lebewesen (zum Beispiel der Tintenfisch), die tatsächlich in der Lage sind, den Polarisationszustand des Lichts zu registrieren. 1.2.14.1 PMD-Effekt Die Polarisationsmodendispersion führt in digitalen Systemen zu Impulsverzerrungen und damit zu einer Erhöhung der Bitfehlerrate. Die Wirkung der Polarisationsmodendispersion auf analoge Systeme ist wesentlich komplizierter als bei digitalen Systemen. Hier können Intermodulationsprodukte zu Kanal-Nebensprechen und damit zu Qualitätseinbußen führen. Wegen der größeren Bedeutung liegt im Folgenden das Schwergewicht auf der Untersuchung von digitalen Systemen. Die verschiedenen Bahnen, die der Schwingungsvektor senkrecht zu seiner Ausbrei‐ tungsrichtung (z: Faserachse) beschreibt, kann man sich aus einer Überlagerung von zwei senkrecht zueinander schwingenden Vektoren vorstellen (Bild 1.33). 73 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="75"?> 59 Die Wirkung der Polarisationsmodendispersion auf analoge Systeme ist wesentlich komplizierter als bei digitalen Systemen. Hier können Intermodulationsprodukte zu Kanal-Nebensprechen und damit zu Qualitätseinbußen führen. Wegen der größeren Bedeutung liegt im Folgenden das Schwergewicht auf der Untersuchung von digitalen Systemen. Die verschiedenen Bahnen, die der Schwingungsvektor senkrecht zu seiner Ausbreitungsrichtung (z: Faserachse) beschreibt, kann man sich aus einer Überlagerung von zwei senkrecht zueinander schwingenden Vektoren vorstellen (Bild 1.33). Bild 1.33: Räumliche Darstellung des zeitlichen Verlaufs der elektromagnetischen Welle (rot: x- Komponente; blau: y-Komponente). (a) Phasendifferenz 0; (b) Phasendifferenz  Bild 1.34: Polarisationszustände in Abhängigkeit von der Phasendifferenz Bild 1.33: Räumliche Darstellung des zeitlichen Verlaufs der elektromagnetischen Welle (rot: x-Komponente; blau: y-Komponente). (a) Phasendifferenz 0; (b) Phasendifferenz δ 59 Wegen der größeren Bedeutung liegt im Folgenden das Schwergewicht auf der Untersuchung von digitalen Systemen. Die verschiedenen Bahnen, die der Schwingungsvektor senkrecht zu seiner Ausbreitungsrichtung (z: Faserachse) beschreibt, kann man sich aus einer Überlagerung von zwei senkrecht zueinander schwingenden Vektoren vorstellen (Bild 1.33). Bild 1.33: Räumliche Darstellung des zeitlichen Verlaufs der elektromagnetischen Welle (rot: x- Komponente; blau: y-Komponente). (a) Phasendifferenz 0; (b) Phasendifferenz  Bild 1.34: Polarisationszustände in Abhängigkeit von der Phasendifferenz Bild 1.34: Polarisationszustände in Abhängigkeit von der Phasendifferenz Je nach Phasenunterschied und Längenverhältnis zwischen diesen beiden Vektoren ergeben sich unterschiedliche Polarisationszustände. Blickt man in Ausbreitungsrich‐ tung, beschreibt der Vektor die Bahn einer Geraden, eines Kreises oder einer Ellipse (Bild 1.34). Die Grundmode des Singlemode-LWL besteht demnach aus zwei Anteilen, das heißt zwei Moden. Diese beiden orthogonalen Hauptzustände der Polarisation (PSP: Principal States of Polarization) entsprechen der langsamen bzw. schnellen Achse der Faser. In realen Fasern verändern sich die orthogonalen Hauptzustände der Polarisation mit der Zeit. Das wird durch Schwankungen der Temperatur und durch mechanische Unregelmäßigkeiten entlang der Faser bewirkt. Der Lichtwellenleiter wird doppelbre‐ chend. Darunter versteht man, dass sich die Brechzahlen in den beiden senkrecht zueinander schwingenden Ebenen unterscheiden. 74 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="76"?> Folgende Effekte führen zur Doppelbrechung: ■ Intrinsische Effekte (infolge Faserherstellung): mechanische Beanspruchung des Faserkerns (Bild 1.35 (a)), Kern-Mantel-Exzentrizität (b), Abweichungen von der Rotationssymmetrie (c) sowie innere Spannungen (zum Beispiel durch Einfär‐ ben). ■ Extrinsische Effekte (infolge Verkabelung und Verlegung): Torsion (d), mecha‐ nische Beanspruchung der Faser (e), Biegung (f) sowie Dehnung. 60 (Bild 1.34). Die Grundmode des Singlemode-LWL besteht demnach aus zwei Anteilen, das heißt zwei Moden. Diese beiden orthogonalen Hauptzustände der Polarisation (PSP: Principal States of Polarization) entsprechen der langsamen bzw. schnellen Achse der Faser. In realen Fasern verändern sich die orthogonalen Hauptzustände der Polarisation mit der Zeit. Das wird durch Schwankungen der Temperatur und durch mechanische Unregelmäßigkeiten entlang der Faser bewirkt. Der Lichtwellenleiter wird doppelbrechend. Darunter versteht man, dass sich die Brechzahlen in den beiden senkrecht zueinander schwingenden Ebenen unterscheiden. Folgende Effekte führen zur Doppelbrechung:  Intrinsische Effekte (infolge Faserherstellung): mechanische Beanspruchung des Faserkerns (Bild 1.35 (a)), Kern-Mantel-Exzentrizität (b), Abweichungen von der Rotationssymmetrie (c) sowie innere Spannungen (zum Beispiel durch Einfärben).  Extrinsische Effekte (infolge Verkabelung und Verlegung): Torsion (d), mechanische Beanspruchung der Faser (e), Biegung (f) sowie Dehnung. (a) (d) (e) (f) (b) (c) Bild 1.35: Ursachen der Polarisationsmodendispersion Diese Effekte sind immer vorhanden, zeigen aber nur auf langen Strecken und bei hohen Datenraten deutliche Auswirkungen. Da die Ausbreitungsgeschwindigkeit von der Brechzahl abhängt, bewirken die geometrischen Unvollkommenheiten und Spannungen entlang des Lichtwellenleiters rasch fluktuierende Ausbreitungsgeschwindigkeiten der beiden senkrecht zueinander schwingenden Moden. Das heißt es kann einmal die senkrecht schwingende Mode eine höhere Geschwindigkeit haben und einmal die waagerecht schwingende Mode. Die Änderungen der Bild 1.35: Ursachen der Polarisationsmodendispersion Diese Effekte sind immer vorhanden, zeigen aber nur auf langen Strecken und bei hohen Datenraten deutliche Auswirkungen. Da die Ausbreitungsgeschwindigkeit von der Brechzahl abhängt, bewirken die geo‐ metrischen Unvollkommenheiten und Spannungen entlang des Lichtwellenleiters rasch fluktuierende Ausbreitungsgeschwindigkeiten der beiden senkrecht zueinander schwingenden Moden. Das heißt es kann einmal die senkrecht schwingende Mode eine höhere Geschwin‐ digkeit haben und einmal die waagerecht schwingende Mode. Die Änderungen der Geschwindigkeiten geschehen im Mikrosekundenbereich. Es entsteht ein Laufzeitun‐ terschied zwischen den beiden Anteilen (Bild 1.36). Geschwindigkeiten geschehen im Mikrosekundenbereich. Es entsteht ein Laufzeitunterschied zwischen den beiden Anteilen (Bild 1.36). DGD Bild 1.36: Laufzeitdifferenz zwischen zwei orthogonal schwingenden Moden Die Einflüsse variieren entlang des Lichtwellenleiters. Sie sind lokal verschieden. Entsprechend ändern sich ständig die Ausbreitungsgeschwindigkeiten der beiden Moden. Die eine Mode kann zunächst vorauseilen, dann kann die andere Mode wieder aufholen usw. Deshalb erfolgt im Gegensatz zu allen bisher besprochenen Dispersionsarten die Impulsverbreiterung nicht stetig und proportional zur Länge, sondern sie ist statistisch und hängt schwächer von der Länge ab. Prinzipiell denkbar ist auch, dass die Laufzeitunterschiede am Streckenende Null sind. Bild 1.36: Laufzeitdifferenz zwischen zwei orthogonal schwingenden Moden 75 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="77"?> Die Einflüsse variieren entlang des Lichtwellenleiters. Sie sind lokal verschieden. Entsprechend ändern sich ständig die Ausbreitungsgeschwindigkeiten der beiden Moden. Die eine Mode kann zunächst vorauseilen, dann kann die andere Mode wieder aufholen usw. Deshalb erfolgt im Gegensatz zu allen bisher besprochenen Dispersionsarten die Impulsverbreiterung nicht stetig und proportional zur Länge, sondern sie ist statistisch und hängt schwächer von der Länge ab. Prinzipiell denkbar ist auch, dass die Laufzeit‐ unterschiede am Streckenende Null sind. Außerdem zeigen die Lichtwellenleiter im Allgemeinen eine starke Kopplung zwischen den Polarisationsmoden. Modenkoppelstellen entstehen an Spleißen, Spannungen im Glas, Faserüberkreuzungen usw. So kommt es zwischen den Moden zu einer Reduktion des Laufzeitunterschieds. Das Zusammenspiel von Doppelbrechung und Modenkopplung führt zur Polarisati‐ onsmodendispersion. Der Laufzeitunterschied zwischen den beiden Teilmoden wird als Differenzgruppen‐ laufzeit Δτ (Differential Group Delay: DGD) bezeichnet, die von der Wellenlänge und der Zeit abhängt. Sie hat wegen des regellosen Zusammenhangs zwischen Faserort und Brechzahl einen statistischen Charakter (Maxwell-Verteilung). Der PMD-Wert (PMD-Verzögerung, PMD-Delay: ⟨Δτ⟩ in ps) ist der über einen bestimmten Wellenlängenbereich und eine endliche Messzeit gemittelte Wert der Differenzgruppenlaufzeit. Zur Planung benötigt man einen Parameter, der die Eigenschaft der Impulsverbrei‐ terung in der Faser durch die Polarisationsmodendispersion beschreibt. Das ist der PMD-Koeffizient erster Ordnung. Bei schwacher Modenkopplung (polarisationserhaltende Faser) gilt Gleichung (1.38). Die Impulsverbreiterung erfolgt tatsächlich proportional zur Streckenlänge: PMD 1 = Δτ L in ps/ km => Δτ = PMD 1 ⋅ L (1.38) Bei starker Modenkopplung (normale Telekommunikationsfasern) gilt Glei‐ chung (1.39). Die Impulsverbreiterung erfolgt wegen der beschriebenen statistischen Effekte proportional zur Wurzel der Streckenlänge: PMD 1 = Δτ L in ps/ km => Δτ = PMD 1 ⋅ L (1.39) Der PMD-Wert lässt sich abschätzen, wenn der PMD-Koeffizient erster Ordnung bekannt ist. 76 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="78"?> Die Polarisationsmodendispersion zweiter Ordnung kann ab 40 Gbit/ s eine Rolle spielen. Sie ist ein Maß für die Änderung des PMD-Vektors mit der Wellenlänge. Sie äußert sich in der „Depolarisation“ und der „Polarization Chromatic Dispersion“ (PCD). Das ist eine polarisationsabhängige chromatische Dispersion. Sie hat die gleiche Maßeinheit wie der Koeffizient der chromatischen Dispersion. Die PCD kann einen zufälligen sich ändernden Beitrag zur chromatischen Dispersion bringen. Bild 1.37 zeigt die statistische Verteilung der Differenzgruppenlaufzeit DGD (entspricht Δτ). Wäre man in der Lage im Mikrosekundenbereich zu messen, erhält man die dargestellte Maxwell-Verteilung. Tatsächlich misst man den Mittelwert Δτ (gestrichelte Linie). 62 L PMD km / ps in L PMD 1 1         (1.38) Bei starker Modenkopplung (normale Telekommunikationsfasern) gilt Gleichung (1.39). Die Impulsverbreiterung erfolgt wegen der beschriebenen statistischen Effekte proportional zur Wurzel der Streckenlänge: L PMD km / ps in L PMD 1 1         (1.39) Der PMD-Wert lässt sich abschätzen, wenn der PMD-Koeffizient erster Ordnung bekannt ist. Die Polarisationsmodendispersion zweiter Ordnung kann ab 40 Gbit/ s eine Rolle spielen. Sie ist ein Maß für die Änderung des PMD-Vektors mit der Wellenlänge. Sie äußert sich in der „Depolarisation“ und der „Polarization Chromatic Dispersion“ (PCD). Das ist eine polarisationsabhängige chromatische Dispersion. Sie hat die gleiche Maßeinheit wie der Koeffizient der chromatischen Dispersion. Die PCD kann einen zufälligen sich ändernden Beitrag zur chromatischen Dispersion bringen. Bild 1.37 zeigt die statistische Verteilung der Differenzgruppenlaufzeit DGD (entspricht ). Wäre man in der Lage im Mikrosekundenbereich zu messen, erhält man die dargestellte Maxwell-Verteilung. Tatsächlich misst man den Mittelwert   (gestrichelte Linie). 0 0     2   3   f( )   Bild 1.37: Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion f() der Differenzgruppenlaufzeit Bild 1.37: Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion f(Δτ) der Differenzgruppenlaufzeit Eine Maxwell-Verteilung ergibt sich nur ■ bei hinreichend langen Strecken (≥ 1 km) ■ bei hinreichend großen PMD-Werten (≥ 1 ps) ■ bei starker Modenkopplung Setzt man die zulässige Impulsverbreiterung Δτ Grenz = Δτ , wird in 50 % der Zeit der Grenzwert überschritten (Fläche rechts von der gestrichelten Linie). Man muss den Grenzwert dort hinlegen, wo die Wahrscheinlichkeit der Überschreitung sehr gering ist. Die Kurve fällt stark ab wenn Δτ wächst. Die Wahrscheinlichkeit für große Δτ ist sehr gering. Der Statistik trägt man Rechnung, indem man fordert, dass der Grenzwert Δτ Grenz deutlich größer als der Messwert (der PMD-Wert Δτ ) ist. Die Wahrscheinlichkeit, dass das Dreifache des PMD-Wertes überschritten wird, beträgt 4,2∙10 -5 . Daraus ergibt sich nach ITU-T G.691 für den Grenzwert: Δτ Grenz = 3 Δτ . Eine Impulsverbreiterung um 3/ 10 der Bitlänge T bit durch Dispersion bewirkt bei NRZ-Modulation ein Schließen des Augendiagramms am Empfänger, das heißt eine Leistungseinbuße, von maximal 1 dB (Power Penalty: Abschnitt 5.5.1). Dieser Wert wird als Grenze festgelegt: Δτ Grenz = 0,3∙T bit = 0,3/ R (R: Datenrate, Bitrate). 77 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="79"?> Durch Gleichsetzen von Δτ Grenz ergibt sich: Δτ = Tbit 10 = 1 10 ⋅ R (1.40) Mit Gleichung (1.39) erhält man eine Relation zwischen der realisierbaren Strecken‐ länge, der Datenrate und dem PMD-Koeffizienten für herkömmliche NRZ-Modulation: L ≤ 1 10 ⋅ R ⋅ PMD1 2 (1.41) Aus Gleichung (1.41) ist ersichtlich, dass die überbrückbare Streckenlänge umgekehrt proportional zum Quadrat der Datenrate und umgekehrt proportional zum Quadrat des PMD-Koeffizienten durch die Polarisationsmodendispersion begrenzt wird. Eine Erhöhung der Datenrate von 2,5 Gbit/ s auf 10 Gbit/ s (nächst höhere Hierarchie‐ stufe), reduziert die Streckenlänge auf ein Sechzehntel! Eine gute Faser mit einem PMD-Koeffizienten von 0,05 ps/ km anstelle 0,5 ps/ km erhöht die überbrückbare Länge auf das Hundertfache! Deshalb ist es wichtig, Fasern mit möglichst geringem PMD-Koeffizienten auszuwählen! Allgemeiner gilt anstelle Gleichung (1.41): L ≤ K R ⋅ PMD1 2 (1.42) Dabei ist K eine Konstante. Mit K = 0,1 (herkömmliche NRZ-Modulation) folgt aus Gleichung (1.42) die vorhergehende Gleichung (1.41). Bei robusteren Modulationsverfahren (Return-to-Zero (RZ), Duobinary (DB), Differen‐ tial Quarternary Phase Shift Keying (DQPSK) ist K > 0,1 (Abschnitt 6.7). Größere Streckenlängen können überbrückt werden. Besonders gering wird der Einfluss der Polarisationsmodendispersion bei modernen kohärenten Übertragungsverfahren (Abschnitt 6.7.5). Für die NRZ-Modulation (SDH) ergeben sich aus Gleichung (1.41) die Werte entspre‐ chend Tabelle 1.22. Für OTN, Ethernet bzw. höherwertige Modulationsverfahren gelten andere maximale PMD-Werte bzw. PMD-Koeffizienten [1.2]. Datenrate in Gbit/ s Bitlänge in ps zulässiger PMD- Wert in ps zulässiger PMD-Koeffizient bei 400 km Länge in ps/ km 2,5 400 40 2 10 100 10 0,5 40 25 2,5 0,125 100 10 1 0,05 Tab. 1.22: Maximal zulässige PMD-Werte und -Koeffizienten für unterschiedliche Datenraten 78 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="80"?> 1.2.14.2 PMD-Koeffizient Bis 1994 wurden Fasern bezüglich des PMD-Koeffizienten nicht spezifiziert und der PMD-Koeffizient wurde nicht minimiert, da dieser Effekt bis dahin nicht bekannt war. Bei diesen Fasern ist der PMD-Koeffizient relativ groß, ändert sich stark mit den Umgebungsbedingungen und unterscheidet sich stark von Faser zu Faser innerhalb des Kabels und zwischen aufgetrommelten und verlegten Kabeln. Laut Deutsche Telekom wurden folgende mittlere PMD-Koeffizienten gemessen: ■ Fasern verlegt bis 1991: 0,32 ps/ km ■ Fasern verlegt von 1992 bis 1998: 0,13 ps/ km ■ Fasern verlegt von 1999 bis 2001: 0,052 ps/ km ■ Fasern heute: noch kleinere PMD-Koeffizienten Tabelle 1.23 zeigt die Häufigkeiten der gemessenen PMD-Koeffizienten. Der Index Q kennzeichnet den so genannten PMD-Konstruktionswert (PMD Link Design Value). Das ist der PMD-Koeffizient einer langen Strecke. Häufigkeit 99,7 % 98,5 % 91,6 % 86,8 % 71,6 % 53,7 % PMD Q in ps/ km ≤ 2,0 1,26 0,5 0,316 0,125 0,079 Längenbegrenzung bei 10 Gbit/ s 25 100 400 1000 6400 16.000 Längenbegrenzung bei 40 Gbit/ s 1,56 6,25 25 62,5 400 1.000 Längenbegrenzung bei 100 Gbit/ s 0,25 1 4 10 64 160 Tab. 1.23: An älteren Fasern gemessene PMD-Koeffizienten und berechnete realisierbare Strecken‐ längen in km in Abhängigkeit von der Häufigkeit (Quelle: [1.3] T-Systems). Es ist ersichtlich, dass 1,5 % der gemessenen Fasern ein PMD-Koeffizient größer als 1,26 ps/ km haben. Eine 10 Gbit/ s-Übertragung ist nur bis 100 km möglich. Das bedeutet, dass man an älteren Fasern unbedingt eine PMD-Messung durchführen muss, wenn Datenraten von 10 Gbit/ s oder höher übertragen werden sollen. Entsprechend Tabelle 1.21 haben 71,6 % der Fasern einen PMD-Koeffizient ≤ 0,125 ps/ km. Diese ermöglichen eine 40 Gbit/ s-Übertragung über mindestens 400 km. Um den Einfluss der Polarisationsmodendispersion zu reduzieren, kann man sie kompensieren. Das ist jedoch sehr aufwändig und sollte nach Möglichkeit vermieden werden. Ein Ausweg sind fortgeschrittene Modulationsverfahren (zum Beispiel DQPSK), da diese weniger empfindlich auf PMD reagieren (Abschnitt 6.7.4). Alternativ kann man schlechte Faserabschnitte durch ein ortsaufgelöstes PMD-Mess‐ verfahren identifizieren und ersetzen. Am besten ist es, von vornherein Fasern und Komponenten mit minimaler PMD einzusetzen. 79 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="81"?> Bei älteren Fasern ist es nicht ausreichend, nur einzelne Fasern stichprobenartig zu messen, da die PMD-Koeffizienten von Faser zu Faser innerhalb des Kabels schwanken können. Bei modernen Fasern wird die Faserproduktion optimiert, um eine geometrische und optische zirkulare Geometrie zu sichern. Außerdem werden Spannungen in der Faserstruktur verringert. Durch Drehen der Faser während des Ziehens wird eine starke Kopplung zwischen den Moden erzwungen. Die absoluten Werte und die Streuung der PMD-Koeffizienten werden verringert. Moderne Fasern werden hinsichtlich ihres PMD-Koeffizienten spezifiziert. ■ Forderung laut ITU-T G.652.A, C; G.653.A, C; G.654.A; G.657.B: PMD Q ≤ 0,5 ps/ km. ■ Forderung laut ITU-T G.652.B, D; G.653.B; G.654.B, C, D, E; G.655.C, D, E; G.656; G.657.A: PMD Q ≤ 0,2 ps/ km. ■ Beste in Datenblättern spezifizierte Werte: PMD Q = 0,04 ps/ km. Die maximal realisierbare Streckenlänge kann aus Gleichung (1.41) berechnet wer‐ den, sofern der PMD-Koeffizient bekannt ist. Die Längen in Tabelle 1.24 gelten für Δτ = T bit / 10 (entsprechend Gleichung (1.40). Datenrate in Gbit/ s PMD-Koeffizient in ps/ km maximal realisierbare Streckenlänge in km 2,5 0,5 0,2 0,04 6.400 40.000 1.000.000 10 0,5 0,2 0,04 400 2.500 62.500 40 0,5 0,2 0,04 25 156 3.906 100 0,5 0,2 0,04 4 25 625 Tab. 1.24: Maximal realisierbare Streckenlänge in Abhängigkeit von der Datenrate und dem PMD-Ko‐ effizient bei NRZ-Modulation Verwendet man eine Faser mit sehr kleinem PMD-Koeffizient (0,04 ps/ km), erscheint selbst eine 100 Gbit/ s-Übertragung unproblematisch. Allerdings muss auch die Pola‐ risationsmodendispersion der optischen Bauelemente auf der Strecke berücksichtigt werden. 80 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="82"?> Es ist eine PMD-Budget-Planung, die sowohl den Einfluss der Faser als auch der optischen Bauelemente mit einbezieht, erforderlich. Der resultierende PMD-Wert darf bei 40 Gbit/ s 2,5 ps und bei 100 Gbit/ s 1 ps nicht überschreiten. Moderne Modulationsverfahren erlauben wesentlich höhere PMD-Werte und damit überbrückbare Streckenlängen. Bei nachfolgenden Beispielen wurde vorausgesetzt Datenrate: 100 Gbit/ s; PMD-Koeffizient: PMD 1 = 0,5 ps/ km: ■ NRZ-Modulation: ⟨Δτ⟩ = 1 ps => L = 4 km. ■ DP-QPSK: ⟨Δτ⟩ = 2,5 ps => L = 25 km. ■ Kohärente Modulation DP-QPSK: ⟨Δτ⟩ = 30 ps => L = 3.600 km. 1.2.14.3 Polarisationsmodendispersion optischer Bauelemente In Tabelle 1.25 werden Beispiele von PMD-Werten angegeben. Man beachte die Angaben in den Datenblättern und wähle die Komponenten unter dem Gesichtspunkt kleiner PMD-Werte aus. Optische Bauelemente bewirken keine statistischen Schwankungen der Polarisations‐ zustände. Die Modenkopplung ist vernachlässigbar. Bauelement PMD-Wert in ps Singlemode-LWL ca. 1 m 0,001 variables optisches Dämpfungsglied 0,05 optischer Isolator < 0,3 optischer Zirkulator < 0,1 Koppler < 0,02 Polarisator < 0,02 Multiplexer/ Demultiplexer 0,2 optischer Verstärker (EDFA) 0,5 dispersionskompensierendes Gitter < 0,5 dispersionskompensierende Faser bis zu 1*) wellenlängenselektiver Schalter ≤ 1 Tab. 1.25: Typische PMD-Werte von Bauelementen *) Es gibt Anbieter von DCF, die PMD ≤ 0,1 ps realisieren. Man erkennt aus Tabelle 1.25, dass ein einziges Bauelement das PMD-Budget für 100 Gbit/ s aufzehren kann. Unglücklicherweise erhöhen gerade Bauelemente zur Kompensation der chromatischen Dispersion die Polarisationsmodendispersion. Maßgebend für die Qualität der Übertragung ist die Impulsverbreiterung, die sich aus der Summe von chromatischer Dispersion und Polarisationsmodendispersion ergibt. Bei der Abschätzung der Dispersion ist der Einfluss beider Effekte zu betrachten. 81 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="83"?> 1.2.14.4 Auswahl der zu messenden Fasern Die Messung der Polarisationsmodendispersion ist erforderlich: ■ an Lichtwellenleitern von No-Name-Anbietern bei Datenraten ab 2,5 Gbit/ s ■ an herkömmlichen Lichtwellenleitern (Fertigung etwa bis 1995) mit nicht mini‐ miertem und unbekanntem PMD-Koeffizient bei Datenraten größer als 2,5 Gbit/ s ■ an Fasern, die während des Telekommunikationsboom (1998 bis 2001) installiert wurden bei Datenraten größer als 2,5 Gbit/ s. In diesem Zeitraum gab es Qualitäts‐ einbrüche. ■ an gemischten LWL-Strecken (alte und neue Fasern) bei Datenraten größer als 2,5 Gbit/ s. Ein einzelner schlechter Faserabschnitt kann den PMD-Wert der Strecke gravierend beeinflussen. ■ an allen LWL-Strecken bei Datenraten größer als 10 Gbit/ s ■ zur Klassifizierung der Fasern wie nachfolgend beschrieben. Verschiedene Fasern innerhalb des Kabels haben unterschiedliche PMD-Werte. Es empfiehlt sich, vor der Inbetriebnahme alle Fasern des Kabels zu messen und die Fasern zu klassifizieren unter dem Gesichtspunkt, ob sie für die Übertragung von mindestens 2,5 Gbit/ s, 10 Gbit/ s, 40 Gbit/ s oder 100 Gbit/ s geeignet sind. Auch wenn im Augenblick für den Betreiber der Strecke eine 40 Gbit/ sbzw. 100 Gbit/ s-Übertragung noch kein Thema sein sollte, so kann das im Laufe der Lebensdauer der Fasern (mindestens 25 Jahre) eine realistische Forderung werden. Eine nachträgliche Messung kann problematisch sein, wenn ein Teil der Fasern bereits in Betrieb ist. Außerdem gewährleistet man mit dieser Maßnahme, dass die Fasern jeweils für die passende Anwendung vergeben werden. Eine Messung an modernen Lichtwellenleitern mit spezifiziertem (minimiertem) PMD-Koeffizient für Datenraten bis 10 Gbit/ s ist nicht erforderlich. Da dispersionskompensierende Bauelemente entsprechend Tabelle 1.25 Beiträge zur Polarisationsmodendispersion bringen, kann eine PMD-Messung nach der CD-Kom‐ pensation erforderlich sein. 1.2.14.5 PMD-Koeffizient langer Strecken Die Faserhersteller spezifizieren die PMD-Koeffizienten der einzelnen Fasern. Für den Planer des Übertragungssystems muss die Polarisationsmodendispersion der gesamten Strecke bekannt sein. Dabei ist die Strecke maßgebend, über die durchgängig eine optische Übertragung erfolgt. 82 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="84"?> 1.44 1Strecke = ∑ ⋅ 1 2 √ wobei = 5.4 St = ⋅ + ⋅ Splei ß + ⋅ Stecker + Komponente + Res 5.10 = ⋅ 6.6 ( ) = ( ) ⋅ (2 ( )+ ( )) ( ) =1 3.6 = =1 =1 = 0 10 / 10 3.7 10 / 10 = 10 / 10 3.8 = −10 10 / 10 =1 =1 Der PMD-Wert der Strecke Δτ Strecke ergibt sich (bei starker Modenkopplung) durch quadratische Mittelwertbildung aus den PMD-Werten Δτ i der Teilstücke: 1.44 1Strecke = ∑ ⋅ 1 2 √ wobei = 5.4 St = ⋅ + ⋅ Splei ß + ⋅ Stecker + Komponente + Res 5.10 = ⋅ 6.6 ( ) = ( ) ⋅ (2 ( )+ ( )) ( ) =1 3.6 = =1 =1 = 0 10 / 10 3.7 10 / 10 = 10 / 10 3.8 = −10 10 / 10 =1 =1 Der PMD-Wert der Strecke Δτ Strecke ergibt sich (bei starker Modenkopplung) durch quadratische Mittelwertbildung aus den PMD-Werten Δτ i der Teilstücke: Δτ Str ecke = ∑ i Δτ i 2 (1.43) Aus den Gleichungen (1.39) und (1.43) folgt ein Zusammenhang zwischen dem PMD-Koeffizient der Gesamtstrecke PMD 1Strecke und den PMD-Koeffizienten PMD 1i der Streckenabschnitte mit den Längen L i : (1.44) Somit kann man bei bekannten PMD-Koeffizienten und Längen der Streckenabschnitte den PMD-Koeffizient der Gesamtstrecke berechnen. Aus der quadratischen Abhängig‐ keit entsprechend Gleichung (1.44) folgt, dass ein einzelner schlechter Kabelabschnitt den PMD-Koeffizient der Gesamtstrecke signifikant beeinflussen kann. Beispiel: Zehn Strecken gleicher Länge, neun Strecken mit PMD 11…9 = 0,2 ps/ km, eine Strecke mit PMD 110 = 2 ps/ km. Hieraus folgt mit Gleichung (1.44): PMD 1Strecke = 0,66 ps/ km. Der PMD-Koeffizient der Strecke hat den zulässigen Grenzwert überschritten. Daraus wird ersichtlich, dass bei einer Mischung von alten mit modernen Fasern unbedingt eine PMD-Messung erforderlich ist! 1.2.14.6 PMD-Konstruktionswert Schaltet man viele hinreichend lange (mindestens 1 km) Faserabschnitte hintereinan‐ der, dann multiplizieren sich die statistischen Verteilungen entsprechend Bild 1.37 miteinander. Die statistische Verteilung der Strecken-PMD ist schmaler als der Faser-PMD. Seltene sehr kleine oder sehr große Werte verschwinden. Die Verteilung wird umso schmaler, je länger die Strecke ist (Bild 1.38). 83 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion Aus den Gleichungen (1.39) und (1.43) folgt ein Zusammenhang zwischen dem PMD-Koeffizient der Gesamtstrecke PMD 1Strecke und den PMD-Koeffizienten PMD 1i der Streckenabschnitte mit den Längen L i : (1.44) Somit kann man bei bekannten PMD-Koeffizienten und Längen der Streckenabschnitte den PMD-Koeffizient der Gesamtstrecke berechnen. Aus der quadratischen Abhängig‐ keit entsprechend Gleichung (1.44) folgt, dass ein einzelner schlechter Kabelabschnitt den PMD-Koeffizient der Gesamtstrecke signifikant beeinflussen kann. Beispiel: Zehn Strecken gleicher Länge, neun Strecken mit PMD 11…9 = 0,2 ps/ km, eine Strecke mit PMD 110 = 2 ps/ km. Hieraus folgt mit Gleichung (1.44): PMD 1Strecke = 0,66 ps/ km. Der PMD-Koeffizient der Strecke hat den zulässigen Grenzwert überschritten. Daraus wird ersichtlich, dass bei einer Mischung von alten mit modernen Fasern unbedingt eine PMD-Messung erforderlich ist! 1.2.14.6 PMD-Konstruktionswert Schaltet man viele hinreichend lange (mindestens 1 km) Faserabschnitte hintereinan‐ der, dann multiplizieren sich die statistischen Verteilungen entsprechend Bild 1.37 miteinander. Die statistische Verteilung der Strecken-PMD ist schmaler als der Faser-PMD. Seltene sehr kleine oder sehr große Werte verschwinden. Die Verteilung wird umso schmaler, je länger die Strecke ist (Bild 1.38). 83 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="85"?> 69 Schaltet man viele hinreichend lange (mindestens 1 km) Faserabschnitte hintereinander, dann multiplizieren sich die statistischen Verteilungen entsprechend Bild 1.37 miteinander. Die statistische Verteilung der Strecken-PMD ist schmaler als der Faser-PMD. Seltene sehr kleine oder sehr große Werte verschwinden. Die Verteilung wird umso schmaler, je länger die Strecke ist (Bild 1.38). Bild 1.38: Differenzgruppenlaufzeit eines Abschnittes und von Strecken bestehend aus 20 bzw. 100 Abschnitten (Quelle: SIECOR) Muss man bei einem Faserabschnitt den Grenzwert der zulässigen Impulsverbreiterung bei dem Dreifachen des PMD-Wertes lokalisieren (Abschnitt 1.2.14.1) um eine Überschreitungswahrscheinlichkeit von ≤ 4,2·10 -5 zu erreichen, kann man sich bei längeren Strecken näher an den Mittelwert legen, weil die Maxwell-Verteilung stärker abfällt. Die Systemplanung bei langen Strecken kann mit günstigeren (kleineren) PMD- Koeffizienten als bei kurzen Strecken erfolgen. Bei der Spezifikation der Fasern unterscheidet man zwischen dem PMD-Koeffizient 1. Ordnung PMD 1 für kurze Strecken und dem PMD-Konstruktionswert (LDV: Link Design Value) PMD Q für lange Strecken (bestehend aus typisch 20 hinreichend langen Abschnitten). Beispiel: Spezifikation der Polarisationsmodendispersion eines Herstellers: km / ps 04 , 0 PMD km / ps 1 , 0 PMD Q 1   1.2.15 Alterung von Lichtwellenleitern Optische Kabel wurden erstmals 1977 kommerziell eingesetzt. Spontane Brüche dieser alten Fasern sind nicht bekannt. Die Glasmaterialien wurden in den letzten Jahrzehnten verbessert. Also sind noch deutlich höhere Lebensdauern zu erwarten. Bild 1.38: Differenzgruppenlaufzeit eines Abschnittes und von Strecken bestehend aus 20 bzw. 100 Abschnitten (Quelle: SIECOR) Muss man bei einem Faserabschnitt den Grenzwert der zulässigen Impulsverbreiterung bei dem Dreifachen des PMD-Wertes lokalisieren (Abschnitt 1.2.14.1) um eine Über‐ schreitungswahrscheinlichkeit von ≤ 4,2∙10 -5 zu erreichen, kann man sich bei längeren Strecken näher an den Mittelwert legen, weil die Maxwell-Verteilung stärker abfällt. Die Systemplanung bei langen Strecken kann mit günstigeren (kleineren) PMD-Koeffi‐ zienten als bei kurzen Strecken erfolgen. Bei der Spezifikation der Fasern unterscheidet man zwischen dem PMD-Koeffizient 1. Ordnung PMD 1 für kurze Strecken und dem PMD-Konstruktionswert (LDV: Link Design Value) PMD Q für lange Strecken (bestehend aus typisch 20 hinreichend langen Abschnitten). Beispiel: Spezifikation der Polarisationsmodendispersion eines Herstellers: PMD 1 ≤ 0, 1ps/ km PMD Q ≤ 0, 04ps/ km 1.2.15 Alterung von Lichtwellenleitern Optische Kabel wurden erstmals 1977 kommerziell eingesetzt. Spontane Brüche dieser alten Fasern sind nicht bekannt. Die Glasmaterialien wurden in den letzten Jahrzehnten verbessert. Also sind noch deutlich höhere Lebensdauern zu erwarten. Für die Übertragungseigenschaften sind optische Parameter, wie Dämpfung und Dispersion maßgebend. Die optischen Parameter werden beeinflusst durch Biegungen, chemische Einwirkungen (insbesondere Wasserstoff) und radioaktive Strahlung. Die Lebensdauer wird durch mechanische Einwirkungen beeinflusst (Faserspan‐ nung, Makrobiegung). Obwohl die Faser durch das Kabel geschützt wird, sind bei der Fertigung, bei der Verlegung und auch während des Betriebes Zugbeanspruchungen 84 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="86"?> im Lichtwellenleiter möglich. Um eine hohe Lebensdauer zu gewährleisten, müssen Dauerdehnungen der Faser vermieden werden. Der Kabelaufbau und die Materialien werden so gewählt, dass die Faserspannung/ Faserdehnung minimiert wird: Die Faserüberlänge im Kabel bewirkt eine Faserspan‐ nungsreserve. Die Faserspannung wird von der Kabelspannung entkoppelt. 1.2.15.1 Materialeigenschaften Reines fehlerfreies Kieselglas hat eine theoretische Festigkeit von σ th = (14…30) GPa (Pa: Pascal; 1 GPa = 1 GN/ m² = 1000 N/ mm²), womit die Festigkeit der Metalle weit übertroffen wird (Beispiel harter Stahldraht: 1 GPa) [1.4]. In der Praxis erreicht man bei Fasern Festigkeiten von: σ = (0,7…14) GPa. Die typische Festigkeit der realen Faser liegt bei σ ≈ 5 GPa. Das ist der fünffache Wert von Stahldraht! Es wirken folgende Festigkeit mindernden Effekte: ■ Mikrorisse und Ablagerungen auf der Oberfläche ■ Ausbildung von thermischen Spannungen im Glaskörper Quarzglas ist eine in amorpher Form glasig erstarrte Schmelze aus Siliziumdioxid, die infolge hoher Viskosität (Zähigkeit) fest erscheint. Quarzglas besitzt keinen Schmelz‐ punkt. Mit wachsender Temperatur wird es zunehmend weicher, teigig und verdampft bereits aus diesem Zustand heraus, ohne zwischenzeitlich in den flüssigen Zustand überzugehen. Hochreines Quarzglas wird im Allgemeinen durch das Abscheiden von SiO 2 aus der Gasphase gefertigt. Durch Dotierung vorzugsweise mit GeO 2 im Bereich des Kernes werden die Brechzahl, aber auch andere Faserparameter verändert. Wegen seines äußerst geringen linearen Temperaturausdehnungskoeffizienten (α = 5,5 10 -7 / K) zeigt der Lichtwellenleiter eine hervorragende Temperaturwechsel-Be‐ ständigkeit. Das Elastizitätsmodul von Glas liegt bei E ≈ 70 GPa. Beim Durchlauftest wird die Faser typisch einer mechanischen Spannung von 100 KPSI ausgesetzt (1 KPSI = 0,68948 GPa). Nach dem Hookesschen Gesetz gilt: σ = E ∙ ε (1.45) Die Faserspannung σ ist proportional zur Faserdehnung ε. Unter der Faserdehnung versteht man die relative Längenänderung: ε = ΔL/ L (1.46) Bei einer Zugspannung von 100 KPSI beträgt die relative Längenänderung: ε = σ E = 0, 69 GPa 70 GPa = 9, 86 −3 ≈ 1% (1.47) 85 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="87"?> Bei einer Faserspannung von 100 KPSI beim Durchlauftest wird die Faser um etwa 1 % gedehnt. Zur Erzielung einer Faserspannung von 100 KPSI benötigt man eine Zugkraft von F = 8,48 N = 863 g. Bei dieser Kraft verringert sich der Durchmesser um etwa 0,1 %. Bei 200 KPSI sind die Dehnung, die erforderliche Zugkraft sowie die Durchmesserverrin‐ gerung doppelt so groß. 1.2.15.2 Durchlauftest und Risswachstum Unter idealen Bedingungen ist die Faseroberfläche völlig rein und frei von Verlet‐ zungen, die größer als die atomare „Rauheit“ der Faseroberfläche ist. Kommerzielle Glasfasern kommen dieser Idealvorstellung sehr nahe, jedoch verbleiben gewisse Störungen auf der Glasoberfläche, die die Lebenserwartung der Faser herabsetzen. Diese Fehlstellen werden durch den so genannten Durchlauftest (Proof-Test) entfernt, wobei die Faser einer größeren Zugkraft ausgesetzt wird, als sie für den Rest ihres Lebens aushalten muss. Beim Durchlauftest wird die gesamte Faserlänge nach der Beschichtung abschnitts‐ weise (etwa 20 m) kurzzeitig (etwa eine Sekunde) einer bestimmten Zugspannung unterworfen, indem sie ein Zugrollensystem durchläuft (Bild 1.39). 71 ε = L/ L (1.46) Bei einer Zugspannung von 100 KPSI beträgt die relative Längenänderung: % 1 86 , 9 GPa 70 GPa 69 , 0 E 3        (1.47) Bei einer Faserspannung von 100 KPSI beim Durchlauftest wird die Faser um etwa 1 % gedehnt. Zur Erzielung einer Faserspannung von 100 KPSI benötigt man eine Zugkraft von F = 8,48 N = 863 g. Bei dieser Kraft verringert sich der Durchmesser um etwa 0,1 %. Bei 200 KPSI sind die Dehnung, die erforderliche Zugkraft sowie die Durchmesserverringerung doppelt so groß. 1.2.15.2 Durchlauftest und Risswachstum Unter idealen Bedingungen ist die Faseroberfläche völlig rein und frei von Verletzungen, die größer als die atomare „Rauheit“ der Faseroberfläche ist. Kommerzielle Glasfasern kommen dieser Idealvorstellung sehr nahe, jedoch verbleiben gewisse Störungen auf der Glasoberfläche, die die Lebenserwartung der Faser herabsetzen. Diese Fehlstellen werden durch den so genannten Durchlauftest (Proof-Test) entfernt, wobei die Faser einer größeren Zugkraft ausgesetzt wird, als sie für den Rest ihres Lebens aushalten muss. Beim Durchlauftest wird die gesamte Faserlänge nach der Beschichtung abschnittsweise (etwa 20 m) kurzzeitig (etwa eine Sekunde) einer bestimmten Zugspannung unterworfen, indem sie ein Zugrollensystem durchläuft (Bild 1.39). Bild 1.39: Prinzip des Durchlauftests mit der „Eigengewichtsmaschine“ (Quelle: Dätwyler) Bild 1.39: Prinzip des Durchlauftests mit der „Eigengewichtsmaschine“ (Quelle: Dätwyler) Die Kraft wird so bemessen, dass eine bestimmte Zugspannung (typisch 100 KPSI entspricht 0,68948 GPa) auf die Faser ausgeübt wird. Diese Zugspannung entspricht etwa dem Zehnfachen der in der Praxis zulässigen Dauerbelastung. 86 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="88"?> Es werden größere Störstellen eliminiert. So wird gewährleistet, dass für den Kabel‐ aufbau nur Fasern mit ausreichend hoher Festigkeit verwendet werden. Die beim Durchlauftest angewandte Zugspannung und die Ausfallwahrscheinlichkeit bezogen auf die Faserlänge sind wichtige Parameter bei der Abschätzung der Lebensdauer der Faser. Führt man den Durchlauftest mit einer Spannung von 100 KPSI (200 KPSI) durch, bricht die Faser an Stellen, wo die Risse tiefer als 1,0 µm (0,25 µm) sind. Nur Fasern mit kleineren Rissen überstehen den Durchlauftest. 72 Die Kraft wird so bemessen, dass eine bestimmte Zugspannung (typisch 100 KPSI entspricht 0,68948 GPa) auf die Faser ausgeübt wird. Diese Zugspannung entspricht etwa dem Zehnfachen der in der Praxis zulässigen Dauerbelastung. Es werden größere Störstellen eliminiert. So wird gewährleistet, dass für den Kabelaufbau nur Fasern mit ausreichend hoher Festigkeit verwendet werden. Die beim Durchlauftest angewandte Zugspannung und die Ausfallwahrscheinlichkeit bezogen auf die Faserlänge sind wichtige Parameter bei der Abschätzung der Lebensdauer der Faser. Führt man den Durchlauftest mit einer Spannung von 100 KPSI (200 KPSI) durch, bricht die Faser an Stellen, wo die Risse tiefer als 1,0 µm (0,25 µm) sind. Nur Fasern mit kleineren Rissen überstehen den Durchlauftest. Bild 1.40: Mikrorisse auf der Faseroberfläche (Quelle: Dätwyler) Risse, die den Durchlauftest überleben, können mit der Zeit wachsen (statische Ermüdung). Verantwortlich hierfür sind eine geringe mechanische Spannung, die auf die Faser während des Betriebes einwirkt, sowie bestimmte Umwelt-, physikalische und chemische Einflüsse. Das führt zum Faserbruch durch spannungsinduziertes Risswachstum an Defekten. Die Alterung kann auch ohne den Einfluss mechanischer Spannungen erfolgen, beispielsweise durch Einwirkung von Chemikalien oder Wasser. Daraus wird ersichtlich, dass die Eliminierung der Schwachstellen durch den Durchlauftest allein keine Garantie für die Festigkeit der Faser während des Betriebes unter Feldbedingungen darstellt. Einfluss haben auch die Beanspruchungen, die die Faser während ihres Lebens erleiden muss. 1.2.15.3 Statistische Beschreibung der Ausfallwahrscheinlichkeit Der Lichtwellenleiter kann als eine Kette modelliert werden. Das schwächste Glied ist ausschlaggebend für die Festigkeit der Kette. Mikrorisse auf der Glasoberfläche und Material-Inhomogenitäten im Glas bewirken mechanisch schwache Punkte. Diese Unregelmäßigkeiten können statistisch erfasst werden. Über die mechanische Festigkeit des Lichtwellenleiters ist nur eine Wahrscheinlichkeitsaussage möglich. Viele Proben werden einer zunehmenden Zugkraft ausgesetzt und es wird jeweils die Faserspannung ermittelt, bei der die Faser bricht. Bild 1.40: Mikrorisse auf der Faseroberfläche (Quelle: Dätwyler) Risse, die den Durchlauftest überleben, können mit der Zeit wachsen (statische Ermüdung). Verantwortlich hierfür sind eine geringe mechanische Spannung, die auf die Faser während des Betriebes einwirkt, sowie bestimmte Umwelt-, physikalische und chemische Einflüsse. Das führt zum Faserbruch durch spannungsinduziertes Risswachstum an Defekten. Die Alterung kann auch ohne den Einfluss mechanischer Spannungen erfolgen, beispielsweise durch Einwirkung von Chemikalien oder Wasser. Daraus wird ersichtlich, dass die Eliminierung der Schwachstellen durch den Durch‐ lauftest allein keine Garantie für die Festigkeit der Faser während des Betriebes unter Feldbedingungen darstellt. Einfluss haben auch die Beanspruchungen, die die Faser während ihres Lebens erleiden muss. 1.2.15.3 Statistische Beschreibung der Ausfallwahrscheinlichkeit Der Lichtwellenleiter kann als eine Kette modelliert werden. Das schwächste Glied ist ausschlaggebend für die Festigkeit der Kette. Mikrorisse auf der Glasoberfläche und Material-Inhomogenitäten im Glas bewirken mechanisch schwache Punkte. Diese Un‐ regelmäßigkeiten können statistisch erfasst werden. Über die mechanische Festigkeit des Lichtwellenleiters ist nur eine Wahrscheinlichkeitsaussage möglich. Viele Proben 87 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="89"?> werden einer zunehmenden Zugkraft ausgesetzt und es wird jeweils die Faserspannung ermittelt, bei der die Faser bricht. 1 1 2 4 68 10 20 30 40 50 60 70 80 90 95 99 2 4 (a) (b) 6 8 10 Faserspannung in GPa Ausfallwahrscheinlichkeit in Prozent Bild 1.41: Kumulative Ausfallwahrscheinlichkeit als Funktion der Faserspannung für zwei unterschiedliche Fasern, dargestellt im Weibull-Diagramm (doppelt logarithmische Darstellung) Die gemessene Kurve besteht aus einem intrinsischen Bereich (steiler Abschnitt; Probenlänge 0,5 m) und einem extrinsischen Bereich (Ausreißer: treten sehr selten auf; Probenlänge 20 m) (Bild 1.41). Die typische Bruchspannung liegt etwa bei dem 7fachen der Proofspannung, nämlich bei 5 GPa (entspricht 0,02 µm Risstiefe). Aus dem Kurvenverlauf können die Spannungskorrosionsempfindlichkeit n (wird im Wesentlichen durch die Qualität des Coatings beeinflusst) und der Weibullexponent m entnommen werden. 1.2.15.4 Richtlinien für zulässige Faserspannungen Die Spannung, die auf das Kabel während des Einblasens wirkt, ist etwa eine Größenordnung geringer als die Spannung, die beim Einziehen entsteht. Die Kabel werden gewöhnlich so konstruiert, dass die Fasern während ihres Lebens und insbesondere während der Installation keine mechanischen Spannungen erleiden. Wegen des Verseilzuschlages kann das Kabel bis zu einem bestimmten Betrag gedehnt werden, ohne die Faser zu beeinflussen. Beim Einziehen/ Einblasen ist eine kurzzeitige Belastung der Faser von zum Beispiel 33 KPSI zulässig (vergleiche jeweiliges Datenblatt). Bild 1.41: Kumulative Ausfallwahrscheinlichkeit als Funktion der Faserspannung für zwei unterschied‐ liche Fasern, dargestellt im Weibull-Diagramm (doppelt logarithmische Darstellung) Die gemessene Kurve besteht aus einem intrinsischen Bereich (steiler Abschnitt; Probenlänge 0,5 m) und einem extrinsischen Bereich (Ausreißer: treten sehr selten auf; Probenlänge 20 m) (Bild 1.41). Die typische Bruchspannung liegt etwa bei dem 7fachen der Proofspannung, nämlich bei 5 GPa (entspricht 0,02 µm Risstiefe). Aus dem Kurvenverlauf können die Spannungskorrosionsempfindlichkeit n (wird im Wesentlichen durch die Qualität des Coatings beeinflusst) und der Weibullexpo‐ nent m entnommen werden. 88 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="90"?> 1.2.15.4 Richtlinien für zulässige Faserspannungen Die Spannung, die auf das Kabel während des Einblasens wirkt, ist etwa eine Größen‐ ordnung geringer als die Spannung, die beim Einziehen entsteht. Die Kabel werden gewöhnlich so konstruiert, dass die Fasern während ihres Lebens und insbesondere während der Installation keine mechanischen Spannungen erleiden. Wegen des Verseilzuschlages kann das Kabel bis zu einem bestimmten Betrag gedehnt werden, ohne die Faser zu beeinflussen. Beim Einziehen/ Einblasen ist eine kurzzeitige Belastung der Faser von zum Beispiel 33 KPSI zulässig (vergleiche jeweiliges Daten‐ blatt). Die verbleibende Faserspannung ist nach der Installation des Kabels gewöhnlich gering und bereitet keine Probleme. Die Lichtwellenleiter sind in den meisten Fällen span‐ nungsfrei, außer bei Biegungen. In Ausnahmefällen kann die verbleibende Faserspan‐ nung im Lichtwellenleiter zu einem verzögerten Bruch infolge Spannungskorrosion führen. Aus den mechanischen Parametern der Faser (Weibullexponent und Spannungskor‐ rosionsempfindlichkeit) wird mit einem geeigneten Modell die Lebensdauer abge‐ schätzt. Das ursprüngliche Modell von Mitsunaga (1982) wurde weiterentwickelt und in dem Technischen Report IEC 62048 (2014) publiziert [1.4]. Es wurden Ausfallwahrschein‐ lichkeiten in Abhängigkeit von der Zugspannung bzw. dem Biegeradius angegeben. Die Annahmen bei den Berechnungen waren sehr vorsichtig. Die tatsächlichen Aus‐ fallwahrscheinlichkeiten können geringer sein. Die Richtlinien gelten unter der Voraussetzung, dass keine Faserschäden (zum Beispiel durch Handhabung) nach dem Durchlauftest eingetreten sind. Bei den Berechnungen wurde zu Grunde gelegt: ■ Spannungskorrosionsempfindlichkeit: n = 20 ■ Faserspannung beim Durchlauftest: σ p = 100 KPSI ≈ 0,69 GPa Bei höheren Werten für n ist die Ausfallwahrscheinlichkeit geringer. Erhöht man die Faserspannung beim Durchlauftest auf 200 KPSI werden einige seltene Schäden erkannt, aber die gesunde Faser wird stärker beansprucht (vorgeschädigt). 89 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="91"?> 74 fallwahrscheinlichkeiten können geringer sein. Die Richtlinien gelten unter der Voraussetzung, dass keine Faserschäden (zum Beispiel durch Handhabung) nach dem Durchlauftest eingetreten sind. Bei den Berechnungen wurde zu Grunde gelegt:  Spannungskorrosionsempfindlichkeit: n = 20  Faserspannung beim Durchlauftest: σ p = 100 KPSI ≈ 0,69 GPa Bei höheren Werten für n ist die Ausfallwahrscheinlichkeit geringer. Erhöht man die Faserspannung beim Durchlauftest auf 200 KPSI werden einige seltene Schäden erkannt, aber die gesunde Faser wird stärker beansprucht (vorgeschädigt). 15% 20% 25% 30% Ausfallwahrscheinlichkeit Lebensdauer in Jahren 10% Bild 1.42: Lebensdauer von einem Kilometer Faserlänge nach [1.5] Bild 1.42: Lebensdauer von einem Kilometer Faserlänge nach [1.5] Bild 1.42 veranschaulicht die Lebensdauer in Abhängigkeit von der Ausfallwahrschein‐ lichkeit für unterschiedliche relative Faserspannungen bezogen auf einen Kilometer Faserlänge. Die relative Faserspannung ist die einwirkende Faserspannung im Verhält‐ nis zur Faserspannung beim Zugtest. Tabelle 1.26 zeigt die Lebensdauer von einem Kilometer Faser in Abhängigkeit von der einwirkenden Faserspannung σ s bei einer Ausfallwahrscheinlichkeit von 10 -6 . σ s / σ p in Prozent 10 15 20 25 30 Faserdehnung*) 0,1 % 0,15 % 0,2 % 0,25 % 0,3 % Lebensdauer in Jahren 2,1∙10 8 6,3∙10 4 2,0∙10 2 2,3 6,0∙10 -2 *) beim Durchlauftest mit σ p = 100 KPSI Tab. 1.26: Lebensdauer in Abhängigkeit von der relativen Faserspannung Die zweite Spalte bedeutet, dass eine relative Faserspannung von 10 % eine Lebensdauer von 210.000.000 Jahren bei einem Kilometer Faser ermöglicht. Die Lebensdauer fällt mit wachsender Zugspannung exponentiell ab. Die tatsächliche Faserlänge in einem LWL-Netz ist wesentlich größer. Allerdings kann man davon ausgehen, dass nur auf einen Bruchteil der Faserlänge eine derart hohe Zugbelastung wirkt. Größere Zugspannungen als 25 KPSI (entspricht 25 %), wie sie zum Beispiel beim Einziehen des Kabels auftreten können, dürfen nur kurzzeitig wirken. Entsprechend [1.6] wird empfohlen: ■ kurzzeitige Belastung (einige Stunden: zum Beispiel bei der Installation): maximal 60 % relative Faserspannung 90 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="92"?> ■ langfristige Belastung (einige Monate bis Jahre): maximal 20 % relative Faserspan‐ nung Empfehlung für eine hohe Zuverlässigkeit: maximal 10 % relative Faserspannung für einen Zeitraum größer als 25 Jahre. 1.2.15.5 Richtlinien für zulässige Biegeradien Biegung bewirkt weniger Defekte als Faserdehnung, da auf die Hälfte der Faser Zug und auf die andere Hälfte Druck wirkt. Die maximale Zugspannung wirkt nur im Außenbereich (Bild 1.43). Ein bestimmter Biegeradius entspricht einer bestimmten Faserdehnung und damit Faserspannung. Ein typischer Fall für einen engen Biegeradius, der eine kurze Zeit einwirkt, ist der Einsatz eines Spleißgerätes, das nach dem LID-Verfahren arbeitet. Dabei wird der Lichtwellenleiter um einen Dorn mit sehr kleinem Radius gewickelt, um Licht in die Faser einbzw. auszukoppeln. 76 Dehnung Stauchung Biegung Bild 1.43: Dehnung der Faser durch Biegung Zu enge Biegeradien (Installationsmängel) erkennt man beim herkömmlichen Singlemode-LWL an einer negativen Stufe im Rückstreudiagramm (Dämpfung), insbesondere bei höheren Wellenlängen. Multimode-LWL und biegeoptimierte Singlemode-LWL (G.657) verursachen bei kleinen Biegeradien wesentlich geringere Dämpfungen. Zu enge Biegeradien können nur schwierig nachgewiesen werden. Das bedeutet eine erhöhte Gefahr, dass die Faser durch Installationsmängel im Laufe ihres Lebens bricht. Tabelle 1.27 zeigt die Ausfallwahrscheinlichkeit einer gebogenen Faser bei einer Spannungskorrosionsempfindlichkeit n = 18, einem Durchlauftest mit 100 KPSI bei einer Lebensdauer von 25 Jahren [1.6]. Länge Radius 15 mm Radius 20 mm Radius 25 mm Radius 30 mm 1 m 5,0·10 -6 4,7·10 -7 7,9·10 -9 1,9·10 -10 10 m 5,0·10 -5 4,7·10 -6 7,9·10 -8 1,9·10 -9 Tabelle 1.27: Ausfallwahrscheinlichkeit in Abhängigkeit vom Radius 15 mm...30 mm Tabelle 1.28 veranschaulicht die Ausfallwahrscheinlichkeit einer gebogenen Faser bei einer Spannungskorrosionsempfindlichkeit n = 18, einem Durchlauftest mit 100 KPSI bei einer Lebensdauer von 30 Jahren [1.6]. Biegeradius in mm Ausfallwahrscheinlichkeit von 1 m Faser Anzahl der Windungen pro Meter Ausfallwahrscheinlichkeit einer Windung 5 1,02·10 -4 31,8 3,2·10 -6 7,5 4,2·10 -5 21,2 1,98·10 -6 10 2,09·10 -5 15,9 1,31·10 -6 15 6,08·10 -6 10,6 0,57·10 -6 Tabelle 1.28: Ausfallwahrscheinlichkeit in Abhängigkeit vom Radius 5 mm...15 mm Bild 1.43: Dehnung der Faser durch Biegung Zu enge Biegeradien (Installationsmängel) erkennt man beim herkömmlichen Single‐ mode-LWL an einer negativen Stufe im Rückstreudiagramm (Dämpfung), insbesondere bei höheren Wellenlängen. Multimode-LWL und biegeoptimierte Singlemode-LWL (G.657) verursachen bei klei‐ nen Biegeradien wesentlich geringere Dämpfungen. Zu enge Biegeradien können nur schwierig nachgewiesen werden. Das bedeutet eine erhöhte Gefahr, dass die Faser durch Installationsmängel im Laufe ihres Lebens bricht. Tabelle 1.27 zeigt die Ausfallwahrscheinlichkeit einer gebogenen Faser bei einer Spannungskorrosionsempfindlichkeit n = 18, einem Durchlauftest mit 100 KPSI bei einer Lebensdauer von 25 Jahren [1.6]. Länge Radius 15 mm Radius 20 mm Radius 25 mm Radius 30 mm 1m 5,0∙10 -6 4,7∙10 -7 7,9∙10 -9 1,9∙10 -10 10 m 5,0∙10 -5 4,7∙10 -6 7,9∙10 -8 1,9∙10 -9 Tab. 1.27: Ausfallwahrscheinlichkeit in Abhängigkeit vom Radius 15 mm… 30 mm 91 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="93"?> Tabelle 1.28 veranschaulicht die Ausfallwahrscheinlichkeit einer gebogenen Faser bei einer Spannungskorrosionsempfindlichkeit n = 18, einem Durchlauftest mit 100 KPSI bei einer Lebensdauer von 30 Jahren [1.6]. Biegera‐ dius in mm Ausfallwahrschein‐ lichkeit von 1 m Faser Anzahl der Win‐ dungen pro Meter Ausfallwahrschein‐ lichkeit einer Win‐ dung 5 1,02∙10 -4 31,8 3,2∙10 -6 7,5 4,2∙10 -5 21,2 1,98∙10 -6 10 2,09∙10 -5 15,9 1,31∙10 -6 15 6,08∙10 -6 10,6 0,57∙10 -6 Tab. 1.28: Ausfallwahrscheinlichkeit in Abhängigkeit vom Radius 5 mm…15 mm Nur bei einem Biegeradius von mindestens 15 mm und einer Windung wird die Ausfallwahrscheinlichkeit von 10 -6 unterschritten. Bei einer komplexen Installation mit unterschiedlichen Radien und unterschiedlicher Anzahl von Windungen sind die Ausfallwahrscheinlichkeiten zu summieren. Beispiel: ■ Zwanzig 90°-Biegungen um Ecken, jede mit einem Radius von 5 mm. Das ent‐ spricht fünf 360°-Biegungen: 5 x 3,2∙10 -6 = 16∙10 -6 ■ Zwanzig 360°-Biegungen, jede mit einem Radius von 15 mm: ■ 20 x 0,57∙10 -6 = 11,4∙10 -6 Daraus ergibt sich eine Gesamtausfallrate von 27,4∙10 -6 . Betrachtet man ein FTTH-Netz mit 100.000 Wohnungen mit identischer Installation, ergeben sich 2,7 Ausfälle durch mechanische Beanspruchung der Faser in 30 Jahren. Das ist ein Wert, der im Zugangs‐ bereich akzeptabel ist. Bei sehr hohen Leistungen (im Watt-Bereich), die meist nur in Verbindung mit Raman-Verstärkern (Abschnitt 6.2.5.5) auftreten, und Biegeradien kleiner als 15 mm kann sich die Temperatur der Beschichtung am Ort der Biegung erhöhen, da die Beschichtung das Licht absorbiert, welches an der Biegung austritt. Dieser Effekt kann reduziert werden durch Verwendung von biegeunempfindlichen Lichtwellenleitern (G.657). Schaden kann entstehen durch Alterung bzw. Brennen des Coatings und falls 700 °C überschritten werden, durch eine starke Dämpfungserhöhung des Glases. 92 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="94"?> 77 kann sich die Temperatur der Beschichtung am Ort der Biegung erhöhen, da die Beschichtung das Licht absorbiert, welches an der Biegung austritt. Dieser Effekt kann reduziert werden durch Verwendung von biegeunempfindlichen Lichtwellenleitern (G.657). Schaden kann entstehen durch Alterung bzw. Brennen des Coatings und falls 700 °C überschritten werden, durch eine starke Dämpfungserhöhung des Glases. 10 2 10 1 10 -3 10 0 10 -1 10 -2 1 2 3 4 5 Biegeradius in mm Lebensdauer in Tagen Bild 1.44: Lebensdauer bei sehr geringen Biegeradien [1.6] Bild 1.44 veranschaulicht die Lebensdauer bei extrem geringen Biegeradien. Diese sind unbedingt zu vermeiden, da die Lebensdauer sehr gering ist. Bild 1.44: Lebensdauer bei sehr geringen Biegeradien [1.6] Bild 1.44 veranschaulicht die Lebensdauer bei extrem geringen Biegeradien. Diese sind unbedingt zu vermeiden, da die Lebensdauer sehr gering ist. 1.2.15.6 Effekte, die die Lebensdauer der Faser herabsetzen Moderne Lichtwellenleiter für die optische Nachrichtenübertragung sind hochbelast‐ bar und zuverlässig, wenn sie den Produktionsprozess verlassen. Ziel ist, diesen hohen Standard während der gesamten Lebensdauer aufrechtzuerhalten. Es gibt keinen Abnutzungsmechanismus, der die Leistungsfähigkeit oder die Lebens‐ dauer des optischen Übertragungssystems begrenzt, solange die Faser nicht Beschädi‐ gungen oder übermäßigem mechanischem Stress ausgesetzt ist. Die Fehlermechanismen, die Ausfälle bewirken, werden durch äußere Einflüsse verur‐ sacht. Dazu zählen Baggerschäden, fehlerhafte Installation oder die Verwendung von ungeeigneten Lösungsmitteln bei der Faserhandhabung und der Spleißvorbereitung. Die Technik der Handhabung der Faser hat einen wesentlichen Einfluss auf die Zuverlässigkeit [1.7]. Die Reinigung der beschichteten Lichtwellenleiter darf nur mit zugelassenen Reini‐ gungstüchern erfolgen. Ansonsten kann die Beschichtung beschädigt werden. Weitere Faktoren für mögliche Ausfälle sind: ■ ungeschützte Faseroberfläche nach dem Spleißen ■ vorübergehende Fertigungsfehler ■ dauerhaftes Einwirken von Wasser oder Feuchte ■ hohe Temperaturen (> 85°C) Die Spannungskorrosion ist der Prozess, der Mikrorisse auf der Oberfläche von Lichtwellenleitern unter dem Einfluss von mechanischen Spannungen (Zug, Torsion, Biegungen) sowie Feuchte und Wärme wachsen lässt (mechanische Alterung). Das 93 1.2 Lichtwellenleiter-Typen und Dispersion <?page no="95"?> Bruchwachstum (Ermüdung) bzw. das Ausfallverhalten hängen ab von der ursprüng‐ lichen Rissgröße, der einwirkenden Zugspannung und den Umgebungsbedingungen (Temperatur, Luftfeuchte, pH-Wert). 1.2.16 Zusammenfassung Der Multimode-Stufenprofil-LWL bewirkt eine starke Impulsverbreiterung durch Mo‐ dendispersion und ist deshalb zur Übertragung von nur geringen Datenraten geeignet. Besondere Bedeutung hat der PCF-LWL und der Kunststoff-LWL erlangt. Der Parabelprofil-LWL bewirkt die wesentlich geringere Profildispersion. Er kommt in Datennetzen mit geringen Anforderungen an die Streckenlänge zum Einsatz. Der Parabelprofil-LWL mit optimiertem Brechzahlprofil reduziert die Profildispersion so stark, dass hochbitratige Anwendungen wie Gigabit-Ethernet bzw. 10 Gigabit-Ether‐ net möglich werden. Um die Leistungsfähigkeit dieser Fasern voll auszunutzen, sind im ersten optischen Fenster spektral schmalbandige Laser erforderlich (VCSEL). Der Singlemode-LWL erfüllt höchste Anforderungen an die Dämpfung und Disper‐ sion und ist für Weitverkehrssysteme zur Übertragung hoher Datenraten geeignet. In diesem Lichtwellenleiter breitet sich nur noch eine einzige Mode aus, so dass Modendispersion und Profildispersion nicht mehr auftreten. Im Singlemode-LWL kann die wesentlich geringere chromatische Dispersion störend werden, die sich aus der Summe von Materialdispersion und Wellenleiterdispersion zusammensetzt. Singlemode-LWL mit reduziertem Wasserpeak haben eine geringe Dämpfung im Wellenlängenbereich zwischen dem zweiten und dritten optischen Fenster und sind geeignet zur gleichzeitigen Übertragung vieler Wellenlängen (Grobes Wellenlängen‐ multiplex). Der dispersionsverschobene Lichtwellenleiter hat einen Nulldurchgang der chromati‐ schen Dispersion im dritten optischen Fenster. Der Cut-off shifted Lichtwellenleiter hat einen extrem geringen Dämpfungskoeffizient und ist für die Übertragung sehr hoher Datenraten über große Streckenlängen opti‐ miert. Non-zero dispersion shifted Lichtwellenleiter wurden für den Einsatz von DWDM-Sys‐ temen im C-Band entwickelt. Der Non-zero dispersion shifted Lichtwellenleiter für erweiterten Wellenlängenbereich ist für den Einsatz von DWDM-Systemen im S-, C- und L-Band geeignet. Biegeunempfindliche Lichtwellenleiter kommen in FTTHbzw. FTTB-Netzen, aber auch in Kabeln mit sehr hoher Faserpackungsdichte und in Fasern mit reduziertem Beschichtungsdurchmesser (200 µm) zum Einsatz. 94 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="96"?> Die Polarisationsmodendispersion ist ein sehr geringer Dispersionseffekt, der im Allgemeinen erst ab Datenraten von 10 Gbit/ s störend werden kann. Durch Auswahl von Fasern mit sehr kleinem PMD-Koeffizienten kann man den störenden Einfluss der Polarisationsmodendispersion reduzieren. Die Lebensdauer des Lichtwellenleiters ist sehr hoch. Durch Handhabungsfehler, Installationsmängel und Umgebungseinflüsse kann die Lebensdauer herabgesetzt wer‐ den. Die Faseralterung hat nur einen sehr geringen Einfluss auf das Ausfallverhalten des Kabels. 1.3 Optoelektronische Bauelemente Am Anfang der Übertragungsstrecke muss das elektrische in ein optisches Signal und am Ende der Strecke muss das optische wieder in ein elektrisches Signal gewandelt werden. Hierfür kommen optoelektronische Bauelemente zum Einsatz, die speziell für die optische Nachrichtenübertragung entwickelt wurden. Die Wandlung des elektrischen Signals in ein optisches Signal erfolgt mit einer Lumineszenz- oder Laserdiode, die Wandlung des optischen Signals in ein elektrisches Signal bewerkstelligt eine PIN- oder eine Lawinen-Photodiode. Diese Bauelemente nutzen die physikalischen Eigenschaften von Halbleitermaterialien. Halbleitermaterialien erlauben sehr kleine Bauformen. Sender mit kleiner Fläche und kleinem Abstrahlwinkel sind notwendig, um effektiv in den LWL-Kern einkoppeln zu können (Bild 1.45). Akzeptanzwinkel emittierender Winkel Kern Mantel emittierende Fläche das Licht muss innerhalb des Akzeptanzwinkels in den Kern eingekoppelt werden dieses Licht geht verloren Sender Bild 1.45: Kopplung Sender an den Lichtwellenleiter An die Sender werden die folgenden Anforderungen gestellt:  hohe Zuverlässigkeit  hohe Ausgangsleistung  kleine aktive Zone, gute Kopplung an den Lichtwellenleiter  einfach und breitbandig modulierbar  geringe Kosten  schmale spektrale Emission  gute Linearität (vor allem bei Analogmodulation)  für die jeweilige Anwendung passende Emissionswellenlänge Die Lumineszenzdiode ist preiswert, erfüllt aber nicht alle genannten Kriterien. Sie kommt deshalb nur in Systemen mit geringeren Anforderungen zum Einsatz. Die Laserdiode ist teurer, erfüllt aber obige Kriterien. Bild 1.45: Kopplung Sender an den Lichtwellenleiter An die Sender werden die folgenden Anforderungen gestellt: ■ hohe Zuverlässigkeit ■ hohe Ausgangsleistung ■ kleine aktive Zone, gute Kopplung an den Lichtwellenleiter 95 1.3 Optoelektronische Bauelemente <?page no="97"?> ■ einfach und breitbandig modulierbar ■ geringe Kosten ■ schmale spektrale Emission ■ gute Linearität (vor allem bei Analogmodulation) ■ für die jeweilige Anwendung passende Emissionswellenlänge Die Lumineszenzdiode ist preiswert, erfüllt aber nicht alle genannten Kriterien. Sie kommt deshalb nur in Systemen mit geringeren Anforderungen zum Einsatz. Die Laserdiode ist teurer, erfüllt aber obige Kriterien. Die Empfänger arbeiten je nach Einsatzfall als PIN-Photodiode oder als Lawinen-Pho‐ todiode. Sie müssen folgende Eigenschaften haben: ■ an die Übertragungsgeschwindigkeit angepasste Bandbreite ■ kompakte Bauweise ■ geringes Rauschen ■ hohe Empfindlichkeit 1.3.1 Elektrooptische Wechselwirkungen im Halbleiter Atome, Moleküle und so genannte feste Körper (beispielsweise Halbleiterkristalle) können Energie in Form von elektromagnetischer Strahlung abgeben bzw. aufnehmen und auf diese Weise miteinander wechselwirken. Die grundsätzlichen Vorgänge, die diese Wechselwirkung bestimmen, sind die Emission und die Absorption. Sie sind eng mit der atomaren, der molekularen bzw. der Festkörperstruktur verknüpft [1.8]. Die Lichtquanten (Photonen) wechselwirken als elektromagnetisches Strahlungsfeld mit den Elektronen. Entscheidend für das Verständnis der Wechselwirkung zwischen Licht und Materie ist die Tatsache, dass den im Atom gebundenen Elektronen nur bestimmte, diskrete Energiewerte zur Verfügung stehen. Bei Absorption eines Photons wird das Elektron auf ein höheres Energieniveau angehoben. Fällt das Elektron auf ein niedrigeres Energieniveau, wird ein Photon emittiert. Ein Atom kann Licht nur einer ganz bestimmten Wellenlänge absorbieren oder emittieren. 96 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="98"?> 81 Bei Absorption eines Photons wird das Elektron auf ein höheres Energieniveau angehoben. Fällt das Elektron auf ein niedrigeres Energieniveau, wird ein Photon emittiert. Ein Atom kann Licht nur einer ganz bestimmten Wellenlänge absorbieren oder emittieren. Leitungsband Bandabstand Valenzband hf hf hf hf Absorption spontane Emission stimulierte Emission Elektron Loch hf Photon (a) (b) (c) Bild 1.46: Elektrooptische Wechselwirkungen in einem Halbleiter Sind die Atome im Molekül oder Festkörper eng miteinander gekoppelt, so führt das zu einer Auffächerung der ursprünglich scharf definierten Energieniveaus in eine Vielzahl dicht beieinander liegender Niveaus, den Energiebändern. Wegen der großen Anzahl von Atomen im Festkörper sind die möglichen Energiewerte innerhalb eines Bandes dann quasi kontinuierlich. Analog zu den Verhältnissen beim Atom sind die Bänder durch Energielücken voneinander getrennt. Das Band, in dem sich die für die Bindung der Atome und Moleküle untereinander zuständigen Elektronen aufhalten, heißt Valenzband. Das nächst höhere Band ist das Leitungsband. Durch die Absorption eines Photons in einem Halbleiter wird ein Ladungsträgerpaar erzeugt, bestehend aus einem Elektron im Leitungsband und einem Loch (freier Platz) im Valenzband (Bild 1.46 (a)). Dabei beschreibt h·f die Energie des Lichtquants. Es ist h das Plancksche Wirkungsquantum und f die Frequenz des Lichts. Der Bandabstand E g berechnet sich aus der Differenz der Energieniveaus von Leitungsband E L und Valenzband E V : V L g E E E   (1.48) Die äquivalente Photonenenergie W Ph beträgt dann: Bild 1.46: Elektrooptische Wechselwirkungen in einem Halbleiter Sind die Atome im Molekül oder Festkörper eng miteinander gekoppelt, so führt das zu einer Auffächerung der ursprünglich scharf definierten Energieniveaus in eine Vielzahl dicht beieinander liegender Niveaus, den Energiebändern. Wegen der großen Anzahl von Atomen im Festkörper sind die möglichen Energiewerte innerhalb eines Bandes dann quasi kontinuierlich. Analog zu den Verhältnissen beim Atom sind die Bänder durch Energielücken voneinander getrennt. Das Band, in dem sich die für die Bindung der Atome und Moleküle untereinander zuständigen Elektronen aufhalten, heißt Valenzband. Das nächst höhere Band ist das Leitungsband. Durch die Absorption eines Photons in einem Halbleiter wird ein Ladungsträgerpaar erzeugt, bestehend aus einem Elektron im Leitungsband und einem Loch (freier Platz) im Valenzband (Bild 1.46 (a)). Dabei beschreibt h∙f die Energie des Lichtquants. Es ist h das Plancksche Wirkungs‐ quantum und f die Frequenz des Lichts. Der Bandabstand E g berechnet sich aus der Differenz der Energieniveaus von Leitungsband E L und Valenzband E V : E g = E L − E V (1.48) Die äquivalente Photonenenergie W Ph beträgt dann: E g = W Ph = hf = ℎ ⋅ v λ (1.49) Es ist v die Phasengeschwindigkeit und λ die Wellenlänge der emittierten Strahlung. Durch Energieabgabe kann das Elektron spontan vom Leitungsband zum Valenzband zurückfallen und ein Photon emittieren (Bild 1.46 (b)). 97 1.3 Optoelektronische Bauelemente <?page no="99"?> Mit einer gewissen Wahrscheinlichkeit kann das Elektron zur Emission eines Photons „stimuliert“ werden, wenn es sich in einem elektromagnetischen Strahlungsfeld mit einer Energie befindet, die einer möglichen Übertragungsenergie entspricht. Das stimuliert abgegebene Photon stimmt dann in Wellenlänge, Phase und Ausbrei‐ tungsrichtung des Strahlungsfeldes mit dem Photon überein, das die Emission aus‐ gelöst hat (Bild 1.46 (c)). Das Elektron fällt wie bei der spontanen Emission vom Leitungsband zum Valenzband zurück. Die drei Prozesse in Bild 1.46 treten immer gleichzeitig auf, wobei aber jeweils einer überwiegt und technisch genutzt wird. Das Prinzip der Absorption wird im LWL-Empfänger genutzt. Die spontane Emission ist charakteristisch für den Betrieb der Lumineszenzdiode und die stimulierte Emission für die Laserdiode. 1.3.2 Sender und Empfänger Lumineszenzdioden sind preisgünstig und einfach handhabbar, haben jedoch eine große spektrale Halbwertsbreite, eine schlechte Linearität der Kennlinie und einen geringen Koppelwirkungsgrad bei Einkopplung in den Lichtwellenleiter. Laserdioden sind teuer, erfordern einen erhöhten schaltungstechnischen Aufwand sowie besondere Vorsicht bei der Handhabung. Sie ermöglichen durch die hohe Linearität der Kennlinie auch eine Übertragung analoger Signale. Laserdioden sind mit sehr hohen Datenraten modulierbar und haben in den Bauformen DFB oder DBR eine extrem geringe spektrale Halbwertsbreite. Sie ermöglichen eine hochbitratige Übertragung. Wegen ihrer hohen Ausgangsleistung und dem hohen Koppelwirkungsgrad bei der Einkopplung in den Singlemode-LWL kann man mit Laserdioden große Streckenlängen überbrücken. Photodioden sind für die Wandlung optischer in elektrische Signale geeignet. Für unterschiedliche Wellenlängenbereiche sind unterschiedliche Detektormaterialien er‐ forderlich. Das Rauschen der Photodiode begrenzt die überbrückbare Streckenlänge und die Bandbreite begrenzt die maximalen Datenraten, die empfangen werden können. Für herkömmliche Anwendungen kommt die PIN-Photodiode zum Einsatz. Die Lawi‐ nen-Photodiode ermöglicht höhere Empfindlichkeiten, erfordert aber einen deutlich größeren schaltungstechnischen Aufwand. Sender und Empfänger kommen als kom‐ plette Module in Transceivern zum Einsatz. Sie sind in vielen Versionen verfügbar. 98 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="100"?> 1.3.3 Transceiver 1.3.3.1 Übersicht Transceiver Transceiver (Transmitter + Receiver = Sender + Empfänger) sind standardisierte Übertragungsbausteine, die aus einem optischen Sender mit einem Treiber und einem optischen Empfänger mit Empfängerschaltung bestehen. Der Transceiver bietet ein hohes Einsparpotential. Auf der Senderseite wandelt er elektrische in optische Signale um. Über einen geeigneten Stecker wird Licht direkt in die Faser gekoppelt. Auf der Empfängerseite wird das optische Signal an die Diode gekoppelt und in ein elektrisches Signal gewandelt. Transceiver können fest (lötbar) oder steckbar sein. Die Multi-Source-Vereinbarung (MSA) definiert die Abmessungen und die elektri‐ schen Schnittstellen der Transceiver, damit diese zwischen verschiedenen Herstellern kompatibel sind (Defacto-Standard). Unterscheidungskriterien: ■ Fasertyp: Multimode, Singlemode ■ Wellenlängen: ■ 850 nm, 1300/ 1310 nm, 1490 nm, 1550 nm, CWDM (1271 nm… 1611 nm), DWDM ■ Streckenlängen ■ Datenraten ■ Protokolle: Ethernet, Fibre Channel, SDH/ SONET, GPON,… Die erste auswechselbare Transceiver-Bauform war GBIC (Gigabit Interface Conver‐ ter). Am weitesten verbreitet ist SFP (Small Form Factor Pluggable). 1.3.3.2 Gigabit Interface Converter (GBIC) Dieser Transceiver hat die Abmessungen etwa einer Streichholzschachtel und ist für die Übertragung von 1 Gbit/ s-Ethernet geeignet. Der Einsatz erfolgt in Backbone- und Speichernetzen (SAN). Beim MGBIC handelt es sich um einen miniaturisierten GBIC. Dieser hat die Abmessungen eines SFP-Moduls. Man unterscheidet folgende Versionen: ■ SX: Multimode 50 µm, Reichweite 500 m; Multimode 62,5 µm, Reichweite 220 m ■ LX: Singlemode, Reichweite 10 km ■ LH(X): Singlemode, Reichweite 40 km ■ ZX: Singlemode, Reichweite 80 km ■ CWDM ■ DWDM 99 1.3 Optoelektronische Bauelemente <?page no="101"?> 1.3.3.3 Small Form Factor Pluggable (SFP) SFPs sind kleiner und Platz sparender als GBICs. SFP+ haben geringere Abmessungen als SFP und ermöglichen höhere Portdichten (13 mm x 57 mm x 9 mm). SFP für Duplex-Verbindungen haben LC-Duplex-Stecker. SFPs gibt es in vielen verschiedenen Versionen: ■ CSFP (Compact SFP): Benötigt nur eine einzige Faser. Es erfolgt bidirektionale Übertragung mit zwei Wellenlängen. ■ 10 Gbit/ s: XFP (römisch X = 10) ■ 40 Gbit/ s: QSFP, QSFP+: Quad Small Form Factor Pluggable. Ersetzt vier XFP-Mo‐ dule (4 x 10 Gbit/ s). QSFP-DD: doppelte Dichte (acht Kanäle). ■ 100 Gbit/ s: CFP (römisch C = 100); Miniaturisierung: CFP2 (2. Generation; doppelte Packungsdichte, CFP4 (3. Generation; vierfache Packungsdichte). ■ 100 Gbit/ s: QSFP28 (vier Sender á 28 Gbit/ s). ■ 400 Gbit/ s: CDFP (römisch CD = 400). Typ Wellen‐ länge Reich‐ weite Medium IEEE 802.3 Standard / Bemerkungen 1000Base-SX 850 nm 500 m MM 50 µm Faserpaar Clause 38 220 m MM 62,5 µm Faserpaar 1000Base-LX 1310 nm 5 km Singlemode Faserpaar Clause 38 1000Base-LX10 1000Base-LH 10 km Clause 59; häufig nur noch „1000Base-LX“ 1000Base-EX 1310 nm 40 km kein IEEE-Standard identisch mit -LX leistungsfähigere Optik 1000Base-ZX 1550 nm 80 km kein IEEE-Standard ähnlich -LX leistungsfähigere Optik 1000Base-EZX 1550 nm 120 km kein IEEE-Standard 1000Base-PX10 1000Base-PX D: 1490 nm U: 1310 nm 10 km Singlemode Einzelfaser Clause 59 CSFP Tab. 1.29: Interfacetypen 1 Gbit/ s Tabelle 1.29 zeigt einige Varianten für 1 Gbit/ s. In der letzten Zeile steht der bidirek‐ tionale Transceiver (CSFP: Compact SFP), wie er im GPON im Einsatz kommt: Es erfolgt eine bidirektionale Übertragung (BiDi) über eine Faser im Wellenlängenmultiplexbe‐ trieb. 1310 nm und 1490 nm werden in entgegen gesetzten Richtungen übertragen (Bild 1.47). D: downstream (Richtung Kunde); U: upstream (Richtung Vermittlungs‐ stelle). Die Richtungstrennung erfolgt über wellenlängenselektive Koppler (WDM) im Transceiver. 100 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="102"?> 84 Tabelle 1.29: Interfacetypen 1 Gbit/ s Tabelle 1.29 zeigt einige Varianten für 1 Gbit/ s. In der letzten Zeile steht der bidirektionale Transceiver (CSFP: Compact SFP), wie er im GPON im Einsatz kommt: Es erfolgt eine bidirektionale Übertragung (BiDi) über eine Faser im Wellenlängenmultiplexbetrieb. 1310 nm und 1490 nm werden in entgegen gesetzten Richtungen übertragen (Bild 1.47). D: downstream (Richtung Kunde); U: upstream (Richtung Vermittlungsstelle). Die Richtungstrennung erfolgt über wellenlängenselektive Koppler (WDM) im Transceiver. 1310 nm 1490 nm 1310 nm 1490 nm 2 x 1- WDM 1 x 2- WDM Sender Sender Empfänger Empfänger Bild 1.47: Bidirektionale Übertragung über eine Faser Bild 1.47: Bidirektionale Übertragung über eine Faser 1.3.3.4 Nomenklatur von Ethernet-Transceivern Das Ethernet Standard legt ein Schema zur Kennzeichnung der Ethernet-Transceiver fest: nType-LLLm Dabei gilt: ■ n: Datenrate: 10: 10 Mbit/ s; 100: 100 Mbit/ s; 1000: 1000 Mbit/ s; 2,5G: 2,5 Gbit/ s; 5G: 5 Gbit/ s; 10G: 10 Gbit/ s; 25G: 25 Gbit/ s; 40G: 40 Gbit/ s; 100G: 100 Gbit/ s; 400G: 400 Gbit/ s ■ Type: Modulationstyp: ■ BASE: Basisband ■ BROAD: Breitband ■ PASS: Durchlassband. ■ L: Wellenlänge/ Reichweite; Übertragungsmedium ■ Extra long: Wellenlänge (1550 nm) oder Reichweite (40 km) ■ Long: Wellenlänge (1310 nm) oder Reichweite (10 km) ■ Short: Wellenlänge (850 nm) oder Reichweite (100 m) ■ C: Kupfer ■ F: Fiber ■ K: Backplane ■ T: Twisted pair ■ B: bidirektional ■ P: PON ■ L: Leitungscodierung ■ P: PAM-4 ■ R: Scrambled coding ■ X: External sourced coding ■ W: WAN coding ■ L: Kennzeichnung der Multimode-Faser M ■ m: Anzahl der Faserpaare bzw. Anzahl der Wellenlängen. Die Realisierung höherer Faserpaare erfolgt über Paralleloptiken und die Realisierung mehrerer Wellenlängen mit Wellenlängenmultiplex. In Abhängigkeit vom Hersteller kann es zu Abweichungen in der Nomenklatur kommen. 101 1.3 Optoelektronische Bauelemente <?page no="103"?> 1.3.3.5 Reichweiten entsprechend Ethernet-Standard IEEE 802.3 Tabelle 1.30 vergleicht die Parameter verschiedener Ethernet-Transceiver (Auswahl): ■ G bedeutet Multimode-LWL (Gradientenprofil). ■ E9 kennzeichnet Standard-Singlemode-LWL. ■ Blau: Raummultiplex. Die Ziffer steht für die Anzahl der Faserpaare (zum Beispiel 4, 10); erfordert Paralleloptik. ■ Rot: Wellenlängenmultiplex. Die Ziffer steht für die Anzahl der Wellenlängen (zum Beispiel 4). Anwendung Wellenlänge Faseranzahl/ typ Reich‐ weite in km Fast Ethernet 100Base-FX 1300 nm 2 G50, OM2 2 2 G62, OM1 2 Gigabit Ethernet 1000Base-PX10 1310 nm/ 1490 nm 1 E9 10 1000Base-PX20 1310 nm/ 1490 nm 1 E9 20 1000Base-SX 850 nm 2 G50, OM2 - OM4 0,55 2 G62,5, OM1 0,275 1000Base-LX 1300 nm 2 G50, OM2 0,55 2 G62,5, OM1 0,55 1310 nm 2 E9 5 1000Base-LX10 1310 nm 2 E9 10 1000Base-ZX 1550 nm 2 E9 70 10 Gigabit-Ethernet 10GBase-SR/ SW 850 nm 2 G50, OM2/ OM3 0,082/ 0,3 2 G50, OM4 0,4 2 G62,5, OM1 0,032 10GBase-LX4 4 λ á 2,5 Gbit/ s 1271 nm, 1291 nm, 1311 nm, 1331 nm 2 G50, OM2 0,3 2 G62,5, OM1 0,3 2 E9 10 10GBase-LR/ LW 1310 nm 2 E9 10 10GBase-ER/ EW 1550 nm 2 E9 40 40/ 100 Gigabit-Ethernet 40GBase-SR4 850 nm 4 Fasern á 10 Gbit/ s 8 G50, OM3 0,1 8 G50, OM4 0,15 40Base-LR4 4 λ á 10 Gbit/ s 1271 nm, 1291 nm, 1311 nm, 1331 nm 2 E9 10 100GBase-SR4 850 nm 4 Fasern á 25 Gbit/ s 8 G50, OM3/ OM4 0,07/ 0,1 100GBase-SR10 850 nm 10 Fasern á 10 Gbit/ s 20 G50 OM3/ OM4 0,1/ 0,15 102 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="104"?> 100GBase-LR4 4 λ á 25 Gbit/ s 1295,56 nm, 1300,05 nm, 1304,58 nm, 1309,14 nm 2 E9 10 100GBase-ER4 4 λ á 25 Gbit/ s 1295,56 nm, 1300,05 nm, 1304,58 nm, 1309,14 nm 2 E9 Verwendung op‐ tischer Verstärker 40 400 Gigabit-Ethernet 400GBase-SR8 850 nm; Modulation PAM4 8 Fasern á 50 Gbit/ s 16 G50, OM3/ OM4 0,07/ 0,1 400GBase-SR16 850 nm 16 Fasern á 50 Gbit/ s 32 G50, OM3/ OM4 0,07/ 0,1 400GBase-DR4 1310 nm; Modulation PAM-4 4 Fasern á 100 Gbit/ s 8 E9 0,5 400GBase-FR8 CWDM; 8 Wellenlängen 2 E9 2 400GBase-LR8 1310 nm-Band; 8 Wellenlä. 2 E9 10 Tab. 1.30: Reichweiten nach Ethernet-Standard IEEE 802.3 1.3.3.6 Ausblick Bild 1.48 veranschaulicht die Entwicklung der Datenraten mit der Zeit. Ein Ende ist nicht abzusehen. Höhere Datenraten werden mit höhertorigen Transceivern realisiert. Bild 1.49 vergleicht die verschiedenen Transceiver-Bauformen. 1.3.3.6 Ausblick Bild 1.48 veranschaulicht die Entwicklung der Datenraten mit der Zeit. Ein Ende ist nicht abzusehen. Höhere Datenraten werden mit höhertorigen Transceivern realisiert. Bild 1.49 vergleicht die verschiedenen Transceiver-Bauformen. Bild 1.48: Entwicklung der Übertragungsgeschwindigkeiten (Quelle: Ethernet Alliance) Bild 1.48: Entwicklung der Übertragungsgeschwindigkeiten (Quelle: Ethernet Alliance) 103 1.3 Optoelektronische Bauelemente <?page no="105"?> 87 Bild 1.48: Entwicklung der Übertragungsgeschwindigkeiten (Quelle: Ethernet Alliance) Bild 1.49: Vergleich verschiedener Transceiver-Bauformen (Quelle: Ethernet Alliance) Bild 1.49: Vergleich verschiedener Transceiver-Bauformen (Quelle: Ethernet Alliance) Das Bild 1.49 links bezieht sich auf 1 bis 4 Kanäle und das Bild rechts auf 4 bis 16 Kanäle. Bei geringen Kanalanzahlen kommen vorzugsweise LC-Duplex-Stecker, zukünftig auch SN-, MDC- oder CS-Stecker zum Einsatz. Höhere Kanalanzahlen werden mit Mehrfasersteckern realisiert: MPO-12, MPO-16, einreihig oder zweireihig. In Bild 1.49 sind folgende Bauformen für die optische Übertragung dargestellt: ■ SFP: Small Form Pluggable Transceiver; zwei Kanäle (Stecker: LC-Duplex); SFP-DD; vier Kanäle (doppelte Dichte). ■ QSFP: Quad Small Form Factor Pluggable; vier Kanäle je Richtung; insgesamt acht Kanäle (Stecker: MPO-12). ■ CFP2: CFP (100 Gbit/ s); CFP2: doppelte Dichte. ■ On Board Optics (OBO): Lichtwellenleiter bis zur Leiterplatte. Rechteckige Ferrulen, die auf ihrer Oberfläche mit Linsen (PRIZM ® MT) oder mit Prismen (PRIZM ® Light Turn ® ) bestückt sind. ■ QSFP-DD für 400Base-SR8: 8 x 50 Gbit/ s = 400 Gbit/ s; acht Kanäle je Richtung; insgesamt 16 Kanäle (Stecker: MPO-16). ■ OSFP (Octal Small Form Factor Pluggable) für 400Base-SR8; 8 x 50 Gbit/ s = 400 Gbit/ s; acht Kanäle je Richtung; insgesamt 16 Kanäle (Stecker: MPO-16). ■ CFP8 für 400Base-SR16: 16 x 25 Gbit/ s = 400 Gbit/ s; 16 Kanäle je Richtung; insgesamt 32 Kanäle (Stecker: MPO-32). 104 1 Grundlagen der Lichtwellenleiter-Technik <?page no="106"?> 1.4 Literatur [1.1] G.M. Choudhury u.a.: Standards, Technology, Market and Industry Trends for MMF; Fig.15, OFS. [1.2] Understanding PMD Specifications in New Advanced High-Speed Networks. EXFO White Paper. [1.3] H.-J. Tessmann u.a.: Measurements of PMD in the installed fiber plant of Deutsche Telekom. Digest of LEOS Summer Topical Meeting; 14.08.2003. [1.4] G. Mahlke, P. Gössing: Lichtwellenleiter-Kabel. 4. Auflage 1995. Publicis MCD Verlag. [1.5] IEC TR 62048 Edition 2.0 2014-01; Technical Report: Optical fibres - Reliability - Power law theory. [1.6] ITU-T G-series, Supplement 59: Guidance on optical fibre and cable reliability. September 2016. [1.7] J. M. Jacobs: Suggested Guidelines for the Handling of Optical Fiber. CORNING, White Paper WP 3627, Dezember 2001. [1.8] W. Bludau: Halbleiter-Optoelektronik. 1. Auflage München Wien: Carl Hanser Verlag, 1995. 105 1.4 Literatur <?page no="108"?> 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern 2.1 Allgemeine Eigenschaften Die Verbindungstechnik stellt höchste Anforderungen an die Präzision, da die sehr kleinen LWL-Kerne im Sub-Mikrometerbereich zueinander ausgerichtet werden müs‐ sen, um kleine Dämpfungen zu erzielen. Um eine hohe Präzision zu gewährleisten, sind Stecker und Kupplungen nur von namhaften Anbietern einzusetzen. Das Material der Ferrule (Steckerstift) sollte ver‐ schleißfestes Material, zum Beispiel Zirkonia-Keramik oder Hartmetall, sein. Für die Kupplung hat sich eine geschlitzte Keramikhülse durchgesetzt. Darüber hinaus ist sorgfältig mit Steckern und Kupplungen umzugehen und ein hoher Reinigungsstandard zu gewährleisten. Gereinigte Steckerstirnflächen sind vor dem Stecken mit dem Fasermikroskop zu überprüfen. Alle Steckverbinder, die in der Telekommunikation zum Einsatz kommen, sind konvex geschliffen. Beim Stecken kommt es zu einer Berührung der Steckeroberflächen (Bild 2.1). Dieser so genannte physische Kontakt ermöglicht eine dauerhaft stabile optische Verbindung. Da die Steckerstirnflächen durch die Kraft der Federn in den Steckverbindern aufeinan‐ der gepresst werden, kann kein Schmutz in den Strahlengang eindringen. Die optischen Parameter (Dämpfung, Reflexionsdämpfung) verändern sich nicht. 89 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern 2.1 Allgemeine Eigenschaften Die Verbindungstechnik stellt höchste Anforderungen an die Präzision, da die sehr kleinen LWL-Kerne im Sub-Mikrometerbereich zueinander ausgerichtet werden müssen, um kleine Dämpfungen zu erzielen. Um eine hohe Präzision zu gewährleisten, sind Stecker und Kupplungen nur von namhaften Anbietern einzusetzen. Das Material der Ferrule (Steckerstift) sollte verschleißfestes Material, zum Beispiel Zirkonia-Keramik oder Hartmetall, sein. Für die Kupplung hat sich eine geschlitzte Keramikhülse durchgesetzt. Darüber hinaus ist sorgfältig mit Steckern und Kupplungen umzugehen und ein hoher Reinigungsstandard zu gewährleisten. Gereinigte Steckerstirnflächen sind vor dem Stecken mit dem Fasermikroskop zu überprüfen. Alle Steckverbinder, die in der Telekommunikation zum Einsatz kommen, sind konvex geschliffen. Beim Stecken kommt es zu einer Berührung der Steckeroberflächen (Bild 2.1). Dieser so genannte physische Kontakt ermöglicht eine dauerhaft stabile optische Verbindung. Da die Steckerstirnflächen durch die Kraft der Federn in den Steckverbindern aufeinander gepresst werden, kann kein Schmutz in den Strahlengang eindringen. Die optischen Parameter (Dämpfung, Reflexionsdämpfung) verändern sich nicht. Bild 2.1: Physischer Kontakt An einen modernen Steckverbinder stellt man folgende Anforderungen:  geringe Dämpfung  hohe Reflexionsdämpfung  große Anzahl von Steckzyklen  hohe Lebensdauer Eine geringe Dämpfung erreicht man durch das Ablageverfahren (Tunen: Abschnitt 2.6.1) oder das Prägeverfahren (aktive Kernzentrierung: Abschnitt 2.6.2) sowie durch die Reduktion der Reflexionen am Steckverbinder. Licht, welches reflektiert wird, fehlt in Vorwärtsrichtung und bewirkt Dämpfung. Bild 2.1: Physischer Kontakt An einen modernen Steckverbinder stellt man folgende Anforderungen: ■ geringe Dämpfung ■ hohe Reflexionsdämpfung ■ große Anzahl von Steckzyklen ■ hohe Lebensdauer Eine geringe Dämpfung erreicht man durch das Ablageverfahren (Tunen: Ab‐ schnitt 2.6.1) oder das Prägeverfahren (aktive Kernzentrierung: Abschnitt 2.6.2) sowie <?page no="109"?> durch die Reduktion der Reflexionen am Steckverbinder. Licht, welches reflektiert wird, fehlt in Vorwärtsrichtung und bewirkt Dämpfung. Eine hohe Reflexionsdämpfung, das heißt eine geringe Reflexion (das reflektierte Licht wird stark gedämpft) erreicht man durch Modifikation des Stirnflächenkontaktes (Abschnitt 2.3). Eine große Anzahl von Steckzyklen (500…2000) ist vor allem wichtig bei Messschnüren. Sie kann nur erreicht werden, wenn die Steckverbinder regelmäßig gereinigt und inspiziert werden. Folgende Trends zeichnen sich ab: ■ Erhöhung der Packungsdichte (Miniaturisierung): Small-Form-Factor-Stecker (SFF). Das kann man erreichen durch Verringerung des Steckerstiftdurchmessers von 2,5 mm auf 1,25 mm, zum Beispiel LC- oder URM-Stecker. Alternativ kann man mehrere Fasern in einer (rechteckigen) Ferrule (Steckerstift) anordnen. ■ Verringerung der Einfügedämpfung: Dämpfungsklasse A (0,1 dB) (Abschnitt 2.8). ■ High-Power-Stecker: geeignet zur Übertragung sehr hoher Leistungen (> 500 mW). Die Vielfalt der Steckverbinder ergibt sich durch folgende Unterscheidungsmerkmale: ■ direkte Stirnflächenkopplung oder Kopplung über ein optisches System (Linsen‐ kopplung) ■ unterschiedliche Oberflächenkontakte (Abschnitt 2.3): eben (nur noch im indus‐ triellen Bereich), PC, APC bzw. HRL („schräg“) ■ unterschiedliche Steckerstift-Durchmesser: 3,175 mm (nur noch im industriellen Bereich), 2,5 mm, 1,25 mm ■ Simplex-, Duplex-, Mehrfaserstecker ■ unterschiedliche Materialien ■ unterschiedliches Steckprinzip: Bajonett (ST), schraubbar (DIN, FC), Push-Pull (E-2000, LC, F-3000, MU) 2.2 Koppelverluste zwischen Lichtwellenleitern Bei der Kopplung von Lichtwellenleitern treten Koppelverluste (Dämpfungen) auf. Man unterscheidet: ■ intrinsische Verluste: bedingt durch unterschiedliche Faserparameter ■ extrinsische Verluste: bedingt durch die Verbindungstechnik Der Koppelverlust hängt vom LWL-Typ (Stufenprofil-LWL, Gradientenprofil-LWL, Singlemode-LWL) und (beim Multimode-LWL) von der Modenverteilung (Leistungs‐ verteilung) über dem Querschnitt, ab. 108 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern <?page no="110"?> Zwei Parameter charakterisieren den Verlust an der Koppelstelle: Koppelwirkungsgrad und Dämpfung. Der Koppelwirkungsgrad η ist das Verhältnis der im Lichtwellenleiter 2 geführten Leistung P 2 zu der vom Lichtwellenleiter 1 ankommenden Leistung P 1 . Falls P 1 = P 2 ist η = 1: kein Koppelverlust: η = P2 P1 ≤ 1 (2.1) Die Dämpfung a an der Koppelstele wird folgendermaßen definiert: a in dB = 10lg P1 P2 = 10lg 1 η = − 10lgη (2.2) Falls η = 1, ist a = 0 dB. 2.2.1 Verluste zwischen Multimode-LWL Für die intrinsischen Verluste, Modengleichverteilung und Stufenbzw. Gradienten‐ profil gilt: 91 Die Dämpfung a an der Koppelstele wird folgendermaßen definiert:       lg 10 1 lg 10 PP lg 10 dB in a 2 1 (2.2) Falls  = 1, ist a = 0 dB. 2.2.1 Verluste zwischen Multimode-LWL Für die intrinsischen Verluste, Modengleichverteilung und Stufenbzw. Gradientenprofil gilt: d d > K1 K2 Bild 2.2: Fehlanpassung Kerndurchmesser 2 K 1 K 2 K 1 K 2 K 1 K d d wenn dB 0 a d d wenn dB in dd lg 20 a       (2.3) Beispiele:  d K1 = 62,5 µm, d K2 = 50 µm => a = 1,94 dB;  d K1 = 50 µm, d K2 = 62,5 µm => a = 0 dB NA NA > 1 2 Bild 2.3: Fehlanpassung numerische Aperturen 2 1 2 1 2 1 NA NA wenn dB 0 a NA NA wenn dB in NA NA lg 20 a       (2.4) Beispiele:  NA 1 = 0,275, NA 2 = 0,20 => a = 2,77 dB  NA 1 = 0,20, NA 2 = 0,275 => a = 0 dB g g > 1 2 Bild 2.4: Fehlanpassung Brechzahlprofile Bild 2.2: Fehlanpassung Kerndurchmesser a = 20lg dK 1 dK 2 in dB wenn d K 1 ≥ d K 2 a = 0 dB wenn d K 1 ≤ d K 2 (2.3) Beispiele: ■ d K1 = 62,5 µm, d K2 = 50 µm => a = 1,94 dB; ■ d K1 = 50 µm, d K2 = 62,5 µm => a = 0 dB Die Dämpfung a an der Koppelstele wird folgendermaßen definiert:       lg 10 1 lg 10 P P lg 10 dB in a 2 1 (2.2) Falls  = 1, ist a = 0 dB. 2.2.1 Verluste zwischen Multimode-LWL Für die intrinsischen Verluste, Modengleichverteilung und Stufenbzw. Gradientenprofil gilt: d d > K1 K2 Bild 2.2: Fehlanpassung Kerndurchmesser 2 K 1 K 2 K 1 K 2 K 1 K d d wenn dB 0 a d d wenn dB in d d lg 20 a         (2.3) Beispiele:  d K1 = 62,5 µm, d K2 = 50 µm => a = 1,94 dB;  d K1 = 50 µm, d K2 = 62,5 µm => a = 0 dB NA NA > 1 2 Bild 2.3: Fehlanpassung numerische Aperturen 2 1 2 1 2 1 NA NA wenn dB 0 a NA NA wenn dB in NA NA lg 20 a         (2.4) Beispiele:  NA 1 = 0,275, NA 2 = 0,20 => a = 2,77 dB  NA 1 = 0,20, NA 2 = 0,275 => a = 0 dB Bild 2.3: Fehlanpassung numerische Aperturen a = 20lg NA1 NA2 in dB wenn NA 1 ≥ NA 2 a = 0 dB wenn NA 1 ≤ NA 2 (2.4) 109 2.2 Koppelverluste zwischen Lichtwellenleitern <?page no="111"?> Beispiele: ■ NA 1 = 0,275, NA 2 = 0,20 => a = 2,77 dB ■ NA 1 = 0,20, NA 2 = 0,275 => a = 0 dB 91 NA NA > 1 2 Bild 2.3: Fehlanpassung numerische Aperturen 2 1 2 1 2 1 NA NA wenn dB 0 a NA NA wenn dB in NA NA lg 20 a         (2.4) Beispiele:  NA 1 = 0,275, NA 2 = 0,20 => a = 2,77 dB  NA 1 = 0,20, NA 2 = 0,275 => a = 0 dB g g > 1 2 Bild 2.4: Fehlanpassung Brechzahlprofile Bild 2.4: Fehlanpassung Brechzahlprofile a = 10lg g1 ⋅ 2 + g2 g2 ⋅ 2 + g1 in dB wenn g 1 ≥ g 2 a = 0 dB wenn g 1 ≤ g 2 (2.5) Beispiele: ■ Kopplung Stufenprofil-LWL (g 1 = ∞) an Parabelprofil-LWL (g 2 = 2) => a = 3 dB ■ Kopplung Parabelprofil-LWL (g 2 = 2) an Stufenprofil-LWL (g 1 = ∞) => a = 0 dB Aus obigen Beispielen ist ersichtlich, dass die intrinsischen Verluste beim Multi‐ mode-LWL von der Richtung abhängen. Ursachen für extrinsische Verluste sind: ■ radialer, transversaler oder seitlicher Versatz ■ Verkippung der optischen Achsen ■ axialer, longitudinaler oder Längsversatz Die extrinsischen Verluste hängen nicht von der Richtung ab. Bei Modengleichgewichtsverteilung bzw. Encircled Flux anstelle Modengleichvertei‐ lung (Abschnitt 3.2.1) ist die Leistung stärker im Bereich der optischen Achse konzen‐ triert. Parametertoleranzen wirken sich nicht so stark aus. Die Koppelverluste sind kleiner. 2.2.2 Verluste zwischen Singlemode-LWL Sowohl die intrinsischen als auch die extrinsischen Verluste sind beim Single‐ mode-LWL unabhängig von der Richtung. Im Gegensatz zum Multimode-LWL hängen beim Singlemode-LWL die Koppelverluste von der Wellenlänge ab: sowohl direkt als auch indirekt über den Modenfelddurchmesser 2w. Die Leistungsverteilung der Modenfelder über dem Faserquerschnitt wird als annä‐ hernd gaußförmig angenommen (Bild 2.5). Bei der Kopplung von Singlemode-LWL 110 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern <?page no="112"?> mit unterschiedlichen Modenfelddurchmessern kommt es zur Fehlanpassung von gaußschen Strahlen. 92 LWL unabhängig von der Richtung. Im Gegensatz zum Multimode-LWL hängen beim Singlemode-LWL die Koppelverluste von der Wellenlänge ab: sowohl direkt, als auch indirekt über den Modenfelddurchmesser 2w. Die Leistungsverteilung der Modenfelder über dem Faserquerschnitt wird als annähernd gaußförmig angenommen (Bild 2.5). Bei der Kopplung von Singlemode-LWL mit unterschiedlichen Modenfelddurchmessern kommt es zur Fehlanpassung von gaußschen Strahlen. w w < 1 2 w w > 1 2 Bild 2.5: Fehlanpassung Modenfelddurchmesser 2.3 Stirnflächenkontakt Die Stirnflächengestalt des Steckverbinders hat gravierenden Einfluss auf die Dämpfung a und die Reflexionsdämpfung a R . Die Dämpfung wurde in Abschnitt 2.2 defi- Bild 2.5: Fehlanpassung Modenfelddurchmesser 2.3 Stirnflächenkontakt Die Stirnflächengestalt des Steckverbinders hat gravierenden Einfluss auf die Dämp‐ fung a und die Reflexionsdämpfung a R . Die Dämpfung wurde in Abschnitt 2.2 definiert. Für die Reflexion R bzw. die Reflexionsdämpfung a R gelten die Gleichungen (2.6). Dabei ist P 0 die ankommende und P R die reflektierte Leistung. R = PR P0 a R = 10lg P0 PR (2.6) Beispiele: ■ a R = 10 dB => ein Zehntel der Leistung wird reflektiert (R = 1/ 10) ■ a R = 20 dB => ein Hundertstel der Leistung wird reflektiert (R = 1/ 100) ■ a R = 30 dB => ein Tausendstel der Leistung wird reflektiert (R = 1/ 1.000) ■ a R = 40 dB => ein Zehntausendstel der Leistung wird reflektiert (R = 1/ 10.000) ■ a R = 50 dB => ein Hunderttausendstel der Leistung wird reflektiert (R = 1/ 100.000) ■ a R = 60 dB => ein Millionstel der Leistung wird reflektiert (R = 1/ 1.000.000) Hohe Reflexionsdämpfung bedeutet, dass das reflektierte Licht stark gedämpft wird. Moderne Übertragungssysteme benötigen Stecker mit hoher Reflexionsdämpfung, da die Sender sehr rückwirkungsempfindlich sein können. 2.3.1 Stecker mit ebener Stirnfläche Die ersten optischen Steckverbinder hatten eine eben polierte Stirnfläche (Bild 2.6). Durch geringfügige Rauhigkeiten auf der Oberfläche bzw. eine minimale Verkippung der Stecker in der Kupplungshülse berühren sich die Stirnflächen nur an einzelnen Punkten, aber nicht auf der gesamten Oberfläche. Ein minimaler Luftspalt bewirkt eine erhöhte Dämpfung und Reflexion. Ursache hierfür ist der Brechzahlsprung bei Übergang von Glas zu Luft (4 % Reflexion) und von 111 2.3 Stirnflächenkontakt <?page no="113"?> Luft zu Glas (4 % Reflexion). Es gehen 8 % des Lichts verloren. Das entspricht einer theoretischen Dämpfung von etwa 0,35 dB. Hinzu kommen herstellerbedingte Dämpfungen. 4 % Reflexion entsprechen nach Gleichung (2.6) etwa 14 dB Reflexionsdämpfung. Dieser Wert ist für moderne Übertra‐ gungssysteme wesentlich zu gering. 93 da die Sender sehr rückwirkungsempfindlich sein können. 2.3.1 Stecker mit ebener Stirnfläche Die ersten optischen Steckverbinder hatten eine eben polierte Stirnfläche (Bild 2.6). Durch geringfügige Rauhigkeiten auf der Oberfläche bzw. eine minimale Verkippung der Stecker in der Kupplungshülse berühren sich die Stirnflächen nur an einzelnen Punkten, aber nicht auf der gesamten Oberfläche. Ein minimaler Luftspalt bewirkt eine erhöhte Dämpfung und Reflexion. Ursache hierfür ist der Brechzahlsprung bei Übergang von Glas zu Luft (4 % Reflexion) und von Luft zu Glas (4 % Reflexion). Es gehen 8 % des Lichts verloren. Das entspricht einer theoretischen Dämpfung von etwa 0,35 dB. Hinzu kommen herstellerbedingte Dämpfungen. 4 % Reflexion entsprechen nach Gleichung (2.6) etwa 14 dB Reflexionsdämpfung. Dieser Wert ist für moderne Übertragungssysteme wesentlich zu gering. Bild 2.6: ebene Oberfläche 2.3.2 Stecker mit physischem Kontakt Die Stirnflächen werden konvex geschliffen und sie werden mit Federn im Stecker aufeinander gepresst. Es entsteht eine ebene Berührungsfläche (Glas auf Glas): Bild 2.6: Ebene Oberfläche 2.3.2 Stecker mit physischem Kontakt Die Stirnflächen werden konvex geschliffen und sie werden mit Federn im Stecker aufeinander gepresst. Es entsteht eine ebene Berührungsfläche (Glas auf Glas): physi‐ scher Kontakt (PC). Der Luftspalt verschwindet und Dämpfung und Reflexion werden verringert (Bild 2.7). physischer Kontakt (PC). Der Luftspalt verschwindet und Dämpfung und Reflexion werden verringert (Bild 2.7). Bild 2.7: physischer Kontakt (PC) Die theoretische Einfügedämpfung reduziert sich auf 0 dB und die Reflexionsdämpfung erhöht sich auf 30 dB bis 60 dB. Beispiele:  Multimode-Stecker (MM-PC): a R ≈ 35 dB  Singlemode-Stecker (SM-PC): a R ≈ 45 dB  besonders sorgfältig polierte Steckerstirnfläche (ultrapolished Connector): Singlemode-Stecker (SM-UPC): a R ≈ 55 dB Der Radius des geschliffenen/ polierten Glases muss hinreichend groß sein, damit die Federkraft der Stecker die konvexen Oberflächen so weit eindrücken, dass ein physischer Kontakt mindestens über den Querschnitt der Glaskerne realisiert wird. Ein Staubkörnchen kann die guten Eigenschaften des PC-Steckers zunichte machen (Bild 2.8). Es entsteht ein Luftspalt, der die gleichen Eigenschaften bewirkt, wie ein Stecker mit ebener Stirnfläche: a > 0,35 dB; a R ≈ 14 dB. Starke Reflexionen können das System instabil machen. Um den Effekt zu vermeiden, ist ein hoher Reinigungsstandard erforderlich. Bild 2.7: physischer Kontakt (PC) Die theoretische Einfügedämpfung reduziert sich auf 0 dB und die Reflexionsdämpfung erhöht sich auf 30 dB bis 60 dB. Beispiele: ■ Multimode-Stecker (MM-PC): a R ≈ 35 dB ■ Singlemode-Stecker (SM-PC): a R ≈ 45 dB ■ besonders sorgfältig polierte Steckerstirnfläche (ultrapolished Connector): ■ Singlemode-Stecker (SM-UPC): a R ≈ 55 dB Der Radius des geschliffenen/ polierten Glases muss hinreichend groß sein, damit die Federkraft der Stecker die konvexen Oberflächen so weit eindrücken, dass ein physischer Kontakt mindestens über den Querschnitt der Glaskerne realisiert wird. 112 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern <?page no="114"?> Ein Staubkörnchen kann die guten Eigenschaften des PC-Steckers zunichte machen (Bild 2.8). Es entsteht ein Luftspalt, der die gleichen Eigenschaften bewirkt, wie ein Stecker mit ebener Stirnfläche: a > 0,35 dB; a R ≈ 14 dB. Starke Reflexionen können das System instabil machen. Um den Effekt zu vermeiden, ist ein hoher Reinigungsstandard erforderlich. 94 fung erhöht sich auf 30 dB bis 60 dB. Beispiele:  Multimode-Stecker (MM-PC): a R ≈ 35 dB  Singlemode-Stecker (SM-PC): a R ≈ 45 dB  besonders sorgfältig polierte Steckerstirnfläche (ultrapolished Connector): Singlemode-Stecker (SM-UPC): a R ≈ 55 dB Der Radius des geschliffenen/ polierten Glases muss hinreichend groß sein, damit die Federkraft der Stecker die konvexen Oberflächen so weit eindrücken, dass ein physischer Kontakt mindestens über den Querschnitt der Glaskerne realisiert wird. Ein Staubkörnchen kann die guten Eigenschaften des PC-Steckers zunichte machen (Bild 2.8). Es entsteht ein Luftspalt, der die gleichen Eigenschaften bewirkt, wie ein Stecker mit ebener Stirnfläche: a > 0,35 dB; a R ≈ 14 dB. Starke Reflexionen können das System instabil machen. Um den Effekt zu vermeiden, ist ein hoher Reinigungsstandard erforderlich. Bild 2.8: unterbrochener physischer Kontakt 2.3.3 Schrägschliffstecker Die Steckerstirnfläche wird schräg geschliffen (Bild 2.9). Ein typischer Neigungswinkel gegen die ebene Stirnfläche ist 8° (selten 9°). Der Glas-Luft-Glas-Übergang zwischen den ebenen Stirnflächen bewirkt, sinngemäß wie in Abschnitt 2.3.1 beschrie- Bild 2.8: unterbrochener physischer Kontakt 2.3.3 Schrägschliffstecker Die Steckerstirnfläche wird schräg geschliffen (Bild 2.9). Ein typischer Neigungswinkel gegen die ebene Stirnfläche ist 8° (selten 9°). Der Glas-Luft-Glas-Übergang zwischen den ebenen Stirnflächen bewirkt, sinngemäß wie in Abschnitt 2.3.1 beschrieben, eine erhöhte Dämpfung (a > 0,35 dB) und eine starke Reflexion. Das Licht wird schräg reflektiert, weil das Lot (die Linie, die senkrecht auf der Stirnfläche steht) verkippt gegen die optische Achse steht. ben, eine erhöhte Dämpfung (a > 0,35 dB) und eine starke Reflexion. Das Licht wird schräg reflektiert, weil das Lot (die Linie, die senkrecht auf der Stirnfläche steht) verkippt gegen die optische Achse steht. Bild 2.9: Schrägschliffstecker Der Lichtwellenleiter führt das Licht nur, wenn es einen bestimmten Neigungswinkel gegen die optische Achse nicht überschreitet: es muss innerhalb des Akzeptanzkegels liegen (Abschnitt 1.1.4). Beim Schrägschliffstecker wird absichtlich der maximal zulässige Neigungswinkel überschritten: Das reflektierte Licht wird nicht mehr total reflektiert, sondern in den Mantel hinein gebrochen und stark gedämpft. Beim Standard-Singlemode-LWL ereicht man folgende Reflexionsdämpfungen:  8°-Schliff: a R ≈ 56 dB  9°-Schliff: a R ≈ 67 dB 2.3.4 APC/ HRL-Stecker Bei diesem Stecker werden beide reflexionsmindernden Prinzipien kombiniert: Die Oberflächen werden derart konvex geschliffen, dass sie bei Berührung schräg aufeinander treffen (Bild 2.10). Bild 2.10: APC/ HRL-Stecker Bild 2.9: Schrägschliffstecker Der Lichtwellenleiter führt das Licht nur, wenn es einen bestimmten Neigungswinkel gegen die optische Achse nicht überschreitet: es muss innerhalb des Akzeptanzkegels liegen (Abschnitt 1.1.4). Beim Schrägschliffstecker wird absichtlich der maximal zu‐ lässige Neigungswinkel überschritten: Das reflektierte Licht wird nicht mehr total reflektiert, sondern in den Mantel hinein gebrochen und stark gedämpft. Beim Standard-Singlemode-LWL ereicht man folgende Reflexionsdämpfungen: ■ 8°-Schliff: a R ≈ 56 dB ■ 9°-Schliff: a R ≈ 67 dB 113 2.3 Stirnflächenkontakt <?page no="115"?> 2.3.4 APC/ HRL-Stecker Bei diesem Stecker werden beide reflexionsmindernden Prinzipien kombiniert: Die Oberflächen werden derart konvex geschliffen, dass sie bei Berührung schräg aufein‐ ander treffen (Bild 2.10). 95 Der Lichtwellenleiter führt das Licht nur, wenn es einen bestimmten Neigungswinkel gegen die optische Achse nicht überschreitet: es muss innerhalb des Akzeptanzkegels liegen (Abschnitt 1.1.4). Beim Schrägschliffstecker wird absichtlich der maximal zulässige Neigungswinkel überschritten: Das reflektierte Licht wird nicht mehr total reflektiert, sondern in den Mantel hinein gebrochen und stark gedämpft. Beim Standard-Singlemode-LWL ereicht man folgende Reflexionsdämpfungen:  8°-Schliff: a R ≈ 56 dB  9°-Schliff: a R ≈ 67 dB 2.3.4 APC/ HRL-Stecker Bei diesem Stecker werden beide reflexionsmindernden Prinzipien kombiniert: Die Oberflächen werden derart konvex geschliffen, dass sie bei Berührung schräg aufeinander treffen (Bild 2.10). Bild 2.10: APC/ HRL-Stecker APC bedeutet Angled-Physical Contact (physischer Kontakt mit Winkel) und HRL steht für High-Return-Loss (hohe Rückflussdämpfung). Man erreicht eine sehr große Reflexionsdämpfung (a R > 70 dB) und eine sehr geringe Dämpfung, da der Luftspalt nicht mehr vorhanden ist. Auch bei diesem Stecker können Verschmutzungen eine Unterbrechung des physischen Kontaktes bewirken, aber die Reflexionsdämpfung fällt nicht so stark ab, da nach wie vor der Schrägschliff reflexionsmindernd wirkt (Bild 2.9). Die nachteiligen Auswirkungen auf die Stabilität des Systems sind wesentlich geringer. Tabelle 2.1 zeigt einen Vergleich der Parameter. Bild 2.10: APC/ HRL-Stecker APC bedeutet Angled-Physical Contact (physischer Kontakt mit Winkel) und HRL steht für High-Return-Loss (hohe Rückflussdämpfung). Man erreicht eine sehr große Reflexionsdämpfung (a R > 70 dB) und eine sehr geringe Dämpfung, da der Luftspalt nicht mehr vorhanden ist. Auch bei diesem Stecker können Verschmutzungen eine Unterbrechung des physischen Kontaktes bewirken, aber die Reflexionsdämpfung fällt nicht so stark ab, da nach wie vor der Schrägschliff reflexionsmindernd wirkt (Bild 2.9). Die nachteiligen Auswirkungen auf die Stabilität des Systems sind wesentlich geringer. Tabelle 2.1 zeigt einen Vergleich der Parameter. Reflexions‐ dämpfung farbliche Markierung Verbindung in Ordnung unterbrochener physischer Kon‐ takt, zum Beispiel durch Verschmut‐ zung PC blau ≈ 45 dB 14 dB APC/ HRL 8° grün > 70 dB ≈ 56 dB Dämpfung unverändert Erhöhung um ≈ 0,35 dB Tab. 2.1: Vergleich der optischen Parameter bei korrekter und verschmutzter Verbindung 2.4 Verdrehsicherung Bei Steckverbindern und Kupplungen mit rechteckförmigem Querschnitt (zum Beispiel E-2000-Stecker) wird beim Stecken stets eine definierte azimutale Orientierung ge‐ währleistet. Bei rotationssymmetrischen Steckern (DIN, FC) wird das realisiert, indem der Stecker über eine Nase und die Kupplung über eine Nut verfügt (Bild 2.11). 114 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern <?page no="116"?> 96 Vergleich der optischen Parameter bei korrekter und verschmutzter Verbindung 2.4 Verdrehsicherung Bei Steckverbindern und Kupplungen mit rechteckförmigem Querschnitt (zum Beispiel E-2000-Stecker) wird beim Stecken stets eine definierte azimutale Orientierung gewährleistet. Bei rotationssymmetrischen Steckern (DIN, FC) wird das realisiert, indem der Stecker über eine Nase und die Kupplung über eine Nut verfügt (Bild 2.11). Bild 2.11: Verdrehsicherung Eine definierte azimutale Orientierung ist beim APC-Stecker notwendig, damit die schräg geschliffenen Stirnflächen parallel stehen. Beim PC-Stecker verhindert die Verdrehsicherung, dass nach dem Aufeinanderpressen der konvexen Steckerstirnflächen, diese noch gegeneinander verdreht werden können. Das würde das Glas übermäßig beanspruchen. Infolge von Exzentrizitäten werden die Kernflächen nie exakt deckungsgleich sein. Es entsteht eine Dämpfung durch radialen Versatz. Je nach azimutaler Orientierung der beiden Kernflächen zueinander, sind diese Dämpfungen unterschiedlich. Die Verdrehsicherung ermöglicht eine hohe Reproduzierbarkeit bei wiederholtem Stecken. Man beachte, dass es beim FC-Stecker unterschiedliche Abmessungen von Nase und Nut gibt: Narrow Key (2,0 mm) und Wide Key (2,2 mm). Bei der Auswahl von Stecker und Kupplung ist jeweils die passende Kombination zu wählen. Wide-Key- Stecker (Nase) in Kombination mit Narrow-Key-Kupplung (Nut) bewirkt einen Luftspalt in der Steckverbindung. Das führt zu einer hohen Dämpfung und Reflexion. 2.5 Stift-Hülse-Prinzip Die Steckerstifte (Ferrulen) mit einem Durchmesser von 2499,0 µm ± 0,5 µm (2,5 mm) bzw. 1249 µm ± 0,5 µm (1,25 mm) werden in die längs geschlitzte Kupplungshülse eingeführt und zueinander ausgerichtet. Ein straffer Sitz der Ferrulen in der Kupplung wird gewährleistet. Die Kernmitten müssen auf die optische Achse der Bild 2.11: Verdrehsicherung Eine definierte azimutale Orientierung ist beim APC-Stecker notwendig, damit die schräg geschliffenen Stirnflächen parallel stehen. Beim PC-Stecker verhindert die Ver‐ drehsicherung, dass nach dem Aufeinanderpressen der konvexen Steckerstirnflächen, diese noch gegeneinander verdreht werden können. Das würde das Glas übermäßig beanspruchen. Infolge von Exzentrizitäten werden die Kernflächen nie exakt deckungsgleich sein. Es entsteht eine Dämpfung durch radialen Versatz. Je nach azimutaler Orientierung der beiden Kernflächen zueinander, sind diese Dämpfungen unterschiedlich. Die Verdrehsicherung ermöglicht eine hohe Reproduzierbarkeit bei wiederholtem Stecken. Man beachte, dass es beim FC-Stecker unterschiedliche Abmessungen von Nase und Nut gibt: Narrow Key (2,0 mm) und Wide Key (2,2 mm). Bei der Auswahl von Stecker und Kupplung ist jeweils die passende Kombination zu wählen. Wide-Key-Stecker (Nase) in Kombination mit Narrow-Key-Kupplung (Nut) bewirkt einen Luftspalt in der Steckverbindung. Das führt zu einer hohen Dämpfung und Reflexion. 2.5 Stift-Hülse-Prinzip Die Steckerstifte (Ferrulen) mit einem Durchmesser von 2499,0 µm ± 0,5 µm (2,5 mm) bzw. 1249 µm ± 0,5 µm (1,25 mm) werden in die längs geschlitzte Kupplungshülse eingeführt und zueinander ausgerichtet. Ein straffer Sitz der Ferrulen in der Kupplung wird gewährleistet. Die Kernmitten müssen auf die optische Achse der Kupplungshülse mit Mikrometer-Genauigkeit ausgerichtet werden (Bild 2.12). Das erfordert höchste Präzision der verwendeten Komponenten. Fertigungstoleranzen führen dazu, dass die Kernmitten nicht exakt auf der optischen Achse liegen. Kupplungshülse mit Mikrometer-Genauigkeit ausgerichtet werden (Bild 2.12). Das erfordert höchste Präzision der verwendeten Komponenten. Fertigungstoleranzen führen dazu, dass die Kernmitten nicht exakt auf der optischen Achse liegen. Steckerkopf Kupplung Steckerstift (Ferrule) Faser Verguss optische Achse Bild 2.12: Stift-Hülse-Prinzip Kern-Mantel-Exzentrizität: Kern-Mitte und Mantel-Mitte sind nicht identisch. Die Kerne können gegeneinander verschoben sein (Bild 2.13). Bild 2.13: Kern-Mantel-Exzentrizität Bild 2.12: Stift-Hülse-Prinzip 115 2.5 Stift-Hülse-Prinzip <?page no="117"?> Kern-Mantel-Exzentrizität: Kern-Mitte und Mantel-Mitte sind nicht identisch. Die Kerne können gegeneinander verschoben sein (Bild 2.13). 97 Steckerkopf Kupplung Steckerstift (Ferrule) Faser Verguss optische Achse Bild 2.12: Stift-Hülse-Prinzip Kern-Mantel-Exzentrizität: Kern-Mitte und Mantel-Mitte sind nicht identisch. Die Kerne können gegeneinander verschoben sein (Bild 2.13). Bild 2.13: Kern-Mantel-Exzentrizität Schwankungen im Manteldurchmesser: Kann ebenfalls dazu führen, dass die Kerne nicht deckungsgleich sind (Bild 2.14). Bild 2.14: Schwankungen der Manteldurchmesser Bild 2.15: Unterschiedliche Lage der Klebezonen Bild 2.13: Kern-Mantel-Exzentrizität Schwankungen im Manteldurchmesser: Kann ebenfalls dazu führen, dass die Kerne nicht deckungsgleich sind (Bild 2.14). 97 führen dazu, dass die Kernmitten nicht exakt auf der optischen Achse liegen. Steckerkopf Kupplung Steckerstift (Ferrule) Faser Verguss optische Achse Bild 2.12: Stift-Hülse-Prinzip Kern-Mantel-Exzentrizität: Kern-Mitte und Mantel-Mitte sind nicht identisch. Die Kerne können gegeneinander verschoben sein (Bild 2.13). Bild 2.13: Kern-Mantel-Exzentrizität Schwankungen im Manteldurchmesser: Kann ebenfalls dazu führen, dass die Kerne nicht deckungsgleich sind (Bild 2.14). Bild 2.14: Schwankungen der Manteldurchmesser Bild 2.15: Unterschiedliche Lage der Klebezonen Bild 2.14: Schwankungen der Manteldurchmesser 97 endeten Komponenten. Fertigungstoleranzen führen dazu, dass die Kernmitten nicht exakt auf der optischen Achse liegen. Steckerkopf Kupplung Steckerstift (Ferrule) Faser Verguss optische Achse Bild 2.12: Stift-Hülse-Prinzip Kern-Mantel-Exzentrizität: Kern-Mitte und Mantel-Mitte sind nicht identisch. Die Kerne können gegeneinander verschoben sein (Bild 2.13). Bild 2.13: Kern-Mantel-Exzentrizität Schwankungen im Manteldurchmesser: Kann ebenfalls dazu führen, dass die Kerne nicht deckungsgleich sind (Bild 2.14). Bild 2.14: Schwankungen der Manteldurchmesser Bild 2.15: Unterschiedliche Lage der Klebezonen Bild 2.15: Unterschiedliche Lage der Klebezonen Spiel der Faser in der Bohrung: Um die Faser in die Bohrung einführen zu können, muss der Durchmesser der Bohrung größer als der Glasmanteldurchmesser sein. Es verbleibt eine Klebezone, die unterschiedlich positioniert sein kann (Bild 2.15). Auch das kann zur Verschiebung der Kerne gegeneinander führen. Wegen der beschriebenen Effekte liegen die Kernmitten nicht auf der optischen Achse des Systems (Mittelpunkt des Kreises), sondern als Punktwolke außerhalb. 116 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern <?page no="118"?> Spiel der Faser in der Bohrung: Um die Faser in die Bohrung einführen zu können, muss der Durchmesser der Bohrung größer als der Glasmanteldurchmesser sein. Es verbleibt eine Klebezone, die unterschiedlich positioniert sein kann (Bild 2.15). Auch das kann zur Verschiebung der Kerne gegeneinander führen. Wegen der beschriebenen Effekte liegen die Kernmitten nicht auf der optischen Achse des Systems (Mittelpunkt des Kreises), sondern als Punktwolke außerhalb. Bild 2.16: Exzentrizitäten durch Toleranzen Werden zwei Stecker miteinander verbunden, haben die Kernmitten einen bestimmten Abstand. Die Dämpfung hängt vom Abstand der beiden Punkte (Konzentrizität) ab und unterliegt statistischen Schwankungen. Im ungünstigsten Fall kann der Abstand 2·r = d betragen. Während einige Mikrometer Versatz beim Multimode-LWL zu verkraften sind, ist das beim Singlemode-LWL nicht akzeptabel. Die Dämpfung erhöht sich weiter, falls die Fasern gegeneinander verkippt sind (Schielwinkel) (Abschnitt 2.7.1). Befinden sich die Exzentrizitäten beliebig innerhalb eines Kreises mit einem bestimmten Durchmesser (Bild 2.16) spricht man von einem untuned Stecker. 2.6 Verringerung der Steckerdämpfung Untuned Stecker sind ausreichend bei der Verbindung von Multimode-Fasern. Bei Singlemode-Steckern kann man die Dämpfung verringern durch:  Ablageverfahren (Tuning)  Prägeverfahren (aktive Kernzentrierung) 2.6.1 Ablageverfahren Beim Ablageverfahren wird die Exzentrizität in Richtung der Verdrehschutznase orientiert. Dann zeigen die Exzentrizitäten aller Stecker annähernd in die gleiche Richtung. Als maximaler Winkel bezüglich der Lage der Nase wird ±50° festgelegt. Kleine Toleranzen infolge Messungenauigkeit werden zugelassen. Daraus ergibt sich das „Schlüsselloch“ in Bild 2.17 mit einem Radius von 0,3 µm (bei Dämpfungsklasse B und C). Durch das Ablageverfahren wird die Dämpfung im Vergleich zum untuned Stecker deutlich reduziert. Verringert man die Toleranzen der Komponenten (Lichtwellenleiter, Ferrule, Kupplung) gelingt es, die Exzentrizitäten und die Schielwinkel zu reduzieren. So kann man mit dem Ablageverfahren auch 0,1 dB-Stecker fertigen. Bild 2.16: Exzentrizitäten durch Toleranzen Werden zwei Stecker miteinander verbunden, haben die Kernmitten einen bestimmten Abstand. Die Dämpfung hängt vom Abstand der beiden Punkte (Konzentrizität) ab und unterliegt statistischen Schwankungen. Im ungünstigsten Fall kann der Abstand 2∙r = d betragen. Während einige Mikrometer Versatz beim Multimode-LWL zu verkraften sind, ist das beim Singlemode-LWL nicht akzeptabel. Die Dämpfung erhöht sich weiter, falls die Fasern gegeneinander verkippt sind (Schielwinkel) (Abschnitt 2.7.1). Befinden sich die Exzentrizitäten beliebig innerhalb eines Kreises mit einem bestimm‐ ten Durchmesser (Bild 2.16) spricht man von einem untuned Stecker. 2.6 Verringerung der Steckerdämpfung Untuned Stecker sind ausreichend bei der Verbindung von Multimode-Fasern. Bei Singlemode-Steckern kann man die Dämpfung verringern durch: Ablageverfahren (Tuning) Prägeverfahren (aktive Kernzentrierung) 2.6.1 Ablageverfahren Beim Ablageverfahren wird die Exzentrizität in Richtung der Verdrehschutznase orientiert. Dann zeigen die Exzentrizitäten aller Stecker annähernd in die gleiche Richtung. Als maximaler Winkel bezüglich der Lage der Nase wird ±50° festgelegt. Kleine Toleranzen infolge Messungenauigkeit werden zugelassen. Daraus ergibt sich das „Schlüsselloch“ in Bild 2.17 mit einem Radius von 0,3 µm (bei Dämpfungsklasse B und C). Durch das Ablageverfahren wird die Dämpfung im Vergleich zum untuned Stecker deutlich reduziert. Verringert man die Toleranzen der Komponenten (Lichtwellenleiter, 117 2.6 Verringerung der Steckerdämpfung <?page no="119"?> Ferrule, Kupplung) gelingt es, die Exzentrizitäten und die Schielwinkel zu reduzieren. So kann man mit dem Ablageverfahren auch 0,1 dB-Stecker fertigen. 99 50° 50° Bild 2.17: Sektor, in dem die Exzentrizitäten abgelegt werden Das Ablageverfahren wird weltweit von namhaften Firmen realisiert. Dabei kommen Vollkeramikferrulen (Zirkonoxid: ZrO 2 ) zum Einsatz. 2.6.2 Prägeverfahren Beim Prägeverfahren wird die optische Achse des LWL-Kernes auf die optische Achse der Ferrule ausgerichtet (aktive Kernzentrierung: Active Core Alignment ACA). Das erfolgt in zwei Schritten: prägen und nachprägen. Dieses Verfahren wird ausschließlich von der Firma Diamond realisiert. Die Ferrule besteht aus einem präzise geschliffenen verschleißfesten Außenmantel (Keramik, Hartmetall) sowie einem verformbaren Titaneinsatz. Titan ist für raue Umgebungsbedingungen (IEC 61753-1, Klasse E) geeignet (Freiluftanwendungen; Betriebstemperatur: -40 °C... +85 °C; relative Luftfeuchte: 0 %...95 %). Die Bohrung der Ferrule hat einen Durchmesser von 130 µm und nimmt problemlos Faser und Kleber auf (Bild 2.18). Die Faser wird mit Kleber in der Bohrung fixiert und noch vor Aushärtung des Klebers geprägt. Dabei wird ein kreisförmiger Keil in die Stirnfläche der Ferrule gedrückt (bei Multimode- und bei Singlemode-Steckern) (Bild 2.19 links). So reduziert sich der Bohrungsdurchmesser auf den jeweiligen Faserdurchmesser (ca. 125 µm) (Bild 2.19, Mitte). Die Restexzentrizität beträgt etwa 1,5 µm. Bild 2.19 rechts zeigt den Prägeeindruck in der Draufsicht. Bild 2.18: Zweikomponentenferrule von DIAMOND Bild 2.17: Sektor, in dem die Exzentrizitäten abgelegt werden Das Ablageverfahren wird weltweit von namhaften Firmen realisiert. Dabei kommen Vollkeramikferrulen (Zirkonoxid: ZrO 2 ) zum Einsatz. 2.6.2 Prägeverfahren Beim Prägeverfahren wird die optische Achse des LWL-Kernes auf die optische Achse der Ferrule ausgerichtet (aktive Kernzentrierung: Active Core Alignment ACA). Das erfolgt in zwei Schritten: prägen und nachprägen. Dieses Verfahren wird ausschließlich von der Firma Diamond realisiert. Die Ferrule besteht aus einem präzise geschliffenen verschleißfesten Außenmantel (Keramik, Hartmetall) sowie einem verformbaren Titaneinsatz. Titan ist für raue Umgebungsbedingungen (IEC 61753-1, Klasse E) geeignet (Freiluftanwendungen; Be‐ triebstemperatur: -40 °C… +85 °C; relative Luftfeuchte: 0 %…95 %). Die Bohrung der Ferrule hat einen Durchmesser von 130 µm und nimmt problemlos Faser und Kleber auf (Bild 2.18). Die Faser wird mit Kleber in der Bohrung fixiert und noch vor Aushärtung des Klebers geprägt. Dabei wird ein kreisförmiger Keil in die Stirnfläche der Ferrule gedrückt (bei Multimode- und bei Singlemode-Steckern) (Bild 2.19 links). So reduziert sich der Bohrungsdurchmesser auf den jeweiligen Faserdurchmesser (ca. 125 µm) (Bild 2.19, Mitte). Die Restexzentrizität beträgt etwa 1,5 µm. Bild 2.19 rechts zeigt den Prägeeindruck in der Draufsicht. 118 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern <?page no="120"?> 99 Die Bohrung der Ferrule hat einen Durchmesser von 130 µm und nimmt problemlos Faser und Kleber auf (Bild 2.18). Die Faser wird mit Kleber in der Bohrung fixiert und noch vor Aushärtung des Klebers geprägt. Dabei wird ein kreisförmiger Keil in die Stirnfläche der Ferrule gedrückt (bei Multimode- und bei Singlemode-Steckern) (Bild 2.19 links). So reduziert sich der Bohrungsdurchmesser auf den jeweiligen Faserdurchmesser (ca. 125 µm) (Bild 2.19, Mitte). Die Restexzentrizität beträgt etwa 1,5 µm. Bild 2.19 rechts zeigt den Prägeeindruck in der Draufsicht. Bild 2.18: Zweikomponentenferrule von DIAMOND Bild 2.18: Zweikomponentenferrule von DIAMOND Bild 2.19: Erster Prägeschritt Nach der Aushärtung des Klebers werden die Fasern geschnitten und vorgeschliffen. In einem zweiten Schritt (nur bei Singlemode-Steckern) wird die Faser auf Restexzentrizität untersucht. Dabei wird Licht in das entgegen gesetzte Ende der Faser eingekoppelt und der Kern auf einem Monitor sichtbar gemacht (Bild 2.20 rechts). Dann wird die Ferrule in einer hochpräzisen Hülse gedreht und das Wandern des Lichtpunktes beobachtet (Bild 2.20 links). Aus der Auswanderung des Lichtpunktes kann auf die Exzentrizität geschlossen werden. Bild 2.20: Beobachtung der Konzentrizität Bild 2.21: Zweiter Prägeschritt Beim Nachprägen (zweiter Prägeschritt) wird die optische Achse des Licht führenden Kerns auf die geometrische Mitte ausgerichtet. So werden die Toleranzen der Steckerkonstruktion und der Faser eliminiert. Die Korrektur der Lage des Kerns erfolgt mit einem 120°-Segmentstempel (Bild 2.21). Die Restexzentrizität beträgt Bild 2.19: Erster Prägeschritt Nach der Aushärtung des Klebers werden die Fasern geschnitten und vorgeschliffen. In einem zweiten Schritt (nur bei Singlemode-Steckern) wird die Faser auf Restexzentri‐ zität untersucht. Dabei wird Licht in das entgegen gesetzte Ende der Faser eingekoppelt und der Kern auf einem Monitor sichtbar gemacht (Bild 2.20 rechts). Dann wird die Ferrule in einer hochpräzisen Hülse gedreht und das Wandern des Lichtpunktes beobachtet (Bild 2.20 links). Aus der Auswanderung des Lichtpunktes kann auf die Exzentrizität geschlossen werden. Bild 2.19: Erster Prägeschritt Nach der Aushärtung des Klebers werden die Fasern geschnitten und vorgeschliffen. In einem zweiten Schritt (nur bei Singlemode-Steckern) wird die Faser auf Restexzentrizität untersucht. Dabei wird Licht in das entgegen gesetzte Ende der Faser eingekoppelt und der Kern auf einem Monitor sichtbar gemacht (Bild 2.20 rechts). Dann wird die Ferrule in einer hochpräzisen Hülse gedreht und das Wandern des Lichtpunktes beobachtet (Bild 2.20 links). Aus der Auswanderung des Lichtpunktes kann auf die Exzentrizität geschlossen werden. Bild 2.20: Beobachtung der Konzentrizität Bild 2.21: Zweiter Prägeschritt Bild 2.20: Beobachtung der Konzentrizität 119 2.6 Verringerung der Steckerdämpfung <?page no="121"?> 100 Bild 2.20: Beobachtung der Konzentrizität Bild 2.21: Zweiter Prägeschritt Beim Nachprägen (zweiter Prägeschritt) wird die optische Achse des Licht führenden Kerns auf die geometrische Mitte ausgerichtet. So werden die Toleranzen der Steckerkonstruktion und der Faser eliminiert. Die Korrektur der Lage des Kerns erfolgt mit einem 120°-Segmentstempel (Bild 2.21). Die Restexzentrizität beträgt < 0,25 µm (Standard) bzw. < 0,125 µm (0,1 dB-Technik). Nach dem Nachprägen wird die Steckerstirnfläche geschliffen und poliert. Bild 2.21: Zweiter Prägeschritt Beim Nachprägen (zweiter Prägeschritt) wird die optische Achse des Licht führenden Kerns auf die geometrische Mitte ausgerichtet. So werden die Toleranzen der Steck‐ erkonstruktion und der Faser eliminiert. Die Korrektur der Lage des Kerns erfolgt mit einem 120°-Segmentstempel (Bild 2.21). Die Restexzentrizität beträgt < 0,25 µm (Standard) bzw. < 0,125 µm (0,1 dB-Technik). Nach dem Nachprägen wird die Steckers‐ tirnfläche geschliffen und poliert. 2.7 Zur Kompatibilität von geprägten und getunten 0,1 dB-Steckern 2.7.1 Einfluss der Technologie auf die geometrischen Parameter Nach Marcuse kann man die Dämpfung a einer Steckverbindung bei Fehlanpassungen mit folgender zugeschnittenen Größengleichung abschätzen: a ≈ 0,02 dB + 0,2 dB ∙ OFF² + 0,34 dB ∙ ANG² (2.7) Der erste Summand steht für die intrinsischen Verluste (Fasertoleranzen, zum Beispiel unterschiedliche Modenfelddurchmesser bei Singlemode-LWL) sowie Verluste durch die Oberflächengüte (Oberflächenrauigkeit). Diese Dämpfung ist klein bei Verwendung Fasern namhafter Anbieter (geringe Fasertoleranzen) sowie guter Oberflächenpolitur. OFF ist die Konzentrizität, der Abstand zwischen den beiden Faserkernmitten in µm und ANG entspricht dem Winkel zwischen den beiden Faserachsen in Grad. Im ungünstigsten Fall entspricht die Konzentrizität der Summe der Exzentrizitäten der beiden Fasern. Die Faserexzentrizität ist der Abstand zwischen Ferrulenachse und Faserkernmitte. Gleichung (2.7) gilt für Standard-Singlemode-LWL und die Wellenlänge 1310 nm. Mit größerer Wellenlänge wird der Modenfelddurchmesser größer und die Kopplung unkritischer. Für die Wellenlänge 1550 nm ergibt sich in sinngemäßer Darstellung: a ≈ 0,02 dB + 0,16 dB ∙ OFF² + 0,32 dB ∙ ANG² (2.8) 120 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern <?page no="122"?> 101 OFF ist die Konzentrizität, der Abstand zwischen den beiden Faserkernmitten in µm und ANG entspricht dem Winkel zwischen den beiden Faserachsen in Grad. Im ungünstigsten Fall entspricht die Konzentrizität der Summe der Exzentrizitäten der beiden Fasern. Die Faserexzentrizität ist der Abstand zwischen Ferrulenachse und Faserkernmitte. Gleichung (2.7) gilt für Standard-Singlemode-LWL und die Wellenlänge 1310 nm. Mit größerer Wellenlänge wird der Modenfelddurchmesser größer und die Kopplung unkritischer. Für die Wellenlänge 1550 nm ergibt sich in sinngemäßer Darstellung: a ≈ 0,02 dB + 0,16 dB · OFF² + 0,32 dB · ANG² (2.8) Bild 2.22: Steckerdämpfung in Abhängigkeit von extrinsischen Verlusten (Quelle: nach Diamond) Bild 2.22: Steckerdämpfung in Abhängigkeit von extrinsischen Verlusten (Quelle: nach Diamond) Die Faktoren vor OFF und ANG sind kleiner, weshalb sich eine geringere Dämpfung a ergibt. Die folgenden Ausführungen beziehen sich auf den Worst Case: Wellenlänge 1310 nm. Beispiel: OFF = 0,4 µm; ANG = 0,6° => a ≈ 0,17 dB bei 1310 nm: schwarzer Punkt in Bild 2.22 => a ≈ 0,16 dB bei 1550 nm. Die durchgehenden Linien zeigen mögliche Wertepaare von OFF und ANG, die die jeweilige Dämpfung bewirken. Der rote Punkt liegt zwischen der 0,1 dB- und der 0,2 dB-Linie. Die Dämpfung bei 1550 nm ist kleiner als bei 1310 nm. In Abhängigkeit von der Kombination Konzentrizität und Winkelfehler entstehen unterschiedliche Steckerdämpfungen. Bild 2.23 zeigt farbige Rechtecke mit folgender Bedeutung: ■ dunkelgrün: konfektioniert mit Prägeverfahren; maximale Dämpfung 0,1 dB ■ hellgrün: konfektioniert mit Prägeverfahren; maximale Dämpfung 0,5 dB ■ dunkelblau: konfektioniert mit dem Ablageverfahren; maximale Dämpfung 0,1 dB ■ hellblau: konfektioniert mit dem Ablageverfahren; maximale Dämpfung 0,5 dB Die Rechtecke werden jeweils von Abszisse und Ordinate begrenzt. Durch die Über‐ lappung der Rechtecke kommt es zu Abweichungen von den ursprünglichen Farben. 121 2.7 Zur Kompatibilität von geprägten und getunten 0,1 dB-Steckern <?page no="123"?> 102 Bedeutung:  dunkelgrün: konfektioniert mit Prägeverfahren; maximale Dämpfung 0,1 dB  hellgrün: konfektioniert mit Prägeverfahren; maximale Dämpfung 0,5 dB  dunkelblau: konfektioniert mit dem Ablageverfahren; maximale Dämpfung 0,1 dB  hellblau: konfektioniert mit dem Ablageverfahren; maximale Dämpfung 0,5 dB Die Rechtecke werden jeweils von Abszisse und Ordinate begrenzt. Durch die Überlappung der Rechtecke kommt es zu Abweichungen von den ursprünglichen Farben. Bild 2.23: Steckerdämpfung in Abhängigkeit vom Konfektionierverfahren (Quelle: nach Diamond) Bild 2.23: Steckerdämpfung in Abhängigkeit vom Konfektionierverfahren (Quelle: nach Diamond) Aus Bild 2.23 ist ersichtlich, dass der Winkelfehler beim Prägeverfahren tendenziell größer als beim Ablageverfahren ist. Das wird durch das Nachprägen verursacht: Die Faserachse wird geringfügig verkippt. Um eine vergleichbare Dämpfung zu erreichen, muss die Konzentrizität geringer als beim Ablageverfahren sein. Umgekehrt erkennt man bei den Steckern, die nach dem Ablageverfahren gefertigt wurden, kleine Winkelfehler, die relativ große Konzentrizitäten erlauben. 2.7.2 Mischung von geprägten Steckern mit getunten Steckern Verbindet man Steckverbinder, die eine Einfügedämpfung von 0,1 dB erlauben, ist das dunkelgrüne Rechteck (Prägeverfahren) mit dem dunkelblauen Rechteck (Ablagever‐ fahren; tunen) zu vergleichen. 122 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern <?page no="124"?> Geprägter 0,1 dB-Stecker: ■ Maximaler Schielwinkel zwischen beiden Steckern: 0,4°; entspricht dem maxi‐ malen Schielwinkel eines einzelnen Steckers, da dieser in einem Sektor abgelegt wird und nur die Differenz der Winkel wirksam ist. Der Wert kann nicht durch zwei geteilt werden. ■ Maximale Konzentrizität: 0,25 µm => maximale Exzentrizität: 0,125 µm ■ Dämpfung nach Gleichung (2.7): a ≈ 0,0869 dB < 0,1 dB (λ = 1310 nm) ■ Dämpfung nach Gleichung (2.8): a ≈ 0,0812 dB < 0,1 dB (λ = 1550 nm) Getunter 0,1 dB-Stecker: ■ Für die Klasse A sind keine Parameter spezifiziert. ■ Für die Klasse B gilt: Schielwinkel ≤ 0,2°, Exzentrizität ≤ 0,3 µm. ■ Die gleichen Parameter spezifiziert die Norm DIN ISO/ IEC 14763-3 für Referenz‐ stecker. ■ Maximaler Schielwinkel zwischen zwei Steckern: 0,4°, da Schielwinkel nicht abgelegt werden können. ■ Konzentrizität = Exzentrizität ≤ 0,3 µm, da die meisten Konfektionäre die Exzentrizität in einem Sektor von ±30° ablegen. ■ Dämpfung nach Gleichung (2.7): a ≈ 0,0924 dB < 0,1 dB (λ = 1310 nm) ■ Dämpfung nach Gleichung (2.8): a ≈ 0,0856 dB < 0,1 dB (λ = 1550 nm) Mischung geprägter 0,1 dB-Stecker mit getuntem 0,1 dB-Stecker: Steckt man einen geprägten Stecker gegen einen getunten Stecker addieren sich im ungünstigsten Fall die Schielwinkel und die Exzentrizitäten: OFF = 0,125 µm (geprägt) + 0,3 µm (getunt) = 0,425 µm ANG = 0,4° (geprägt) + 0,2° (getunt) = 0,6° ■ Dämpfung nach Gleichung (2.7): a ≈ 0,1785 dB (λ = 1310 nm) ■ Dämpfung nach Gleichung (2.8): a ≈ 0,1641 dB (λ = 1550 nm) Tabelle 2.2 fasst die Ergebnisse zusammen: Die Dämpfungen bei Mischung geprägter Stecker miteinander bzw. getunter Stecker miteinander sind annähernd gleich groß. Bei Mischung eines geprägten Steckers mit einem getunten Stecker können deutlich größere Dämpfungen entstehen. Eine maximale Dämpfung von 0,1 dB ist nicht garantiert. Allerdings handelt es sich um Worst-Case-Werte. Dämpfung 1310 nm / 1550 nm geprägter Stecker getunter Stecker geprägter Stecker 0,087 dB / 0,081 dB 0,179 dB / 0,164 dB getunter Stecker 0,179 dB / 0,164 dB 0,092 dB / 0,086 dB Tab. 2.2: Maximale Dämpfung für 1310 nm und 1550 nm bei Mischung von 0,1 dB-Steckern unterschiedlicher Technologien 123 2.7 Zur Kompatibilität von geprägten und getunten 0,1 dB-Steckern <?page no="125"?> Nach IEC 61300-3-34 hat der 0,1 dB-Stecker eine Dämpfung von maximal 0,15 dB für 97 % der Stecker bei random mated (jeder gegen jeden). Der Wert 0,15 dB ergibt sich aus den Rundungsregeln. Es ist ein Unterschied, ob man einen Stecker mit 0,1 dB oder mit 0,10 dB spezifiziert. Im letzten Fall ist der Toleranzbereich wesentlich geringer: ■ 0,05 < 0,1 < 0,15 ■ 0,095 < 0,10 < 0,105 Eine Überschreitung von 0,15 dB tritt extrem selten auf (Worst Case), weil sechs Kriterien gleichzeitig zutreffen müssen: ■ Der geprägte Stecker hat den maximalen Schielwinkel (0,4°). ■ Der geprägte Stecker hat die maximale Exzentrizität (0,125 µm). ■ Der abgelegte Stecker hat den maximalen Schielwinkel (0,2°). ■ Der abgelegte Stecker hat die maximale Exzentrizität (0,3 µm). ■ Schielwinkel von geprägtem und abgelegtem Stecker gehen in entgegen gesetzte Richtungen (sie addieren sich). ■ Exzentrizität von geprägtem und abgelegtem Stecker gehen in entgegen gesetzte Richtungen (sie addieren sich). Die Häufigkeitsverteilung der Dämpfungen verschiebt sich bei Steckermischungen (geprägt mit abgelegt) zu größeren Werten. Die mittlere Dämpfung und die Dämpfung, die 97 % der Stecker nicht überschreiten, liegen höher. 2.8 Dämpfungs- und Reflexionsklassen Die Dämpfungen und die Reflexionsdämpfungen werden sowohl für Singlemodeals auch für Multimodestecker klassifiziert. Die Werte gelten für die komplette Steckver‐ bindung (Stecker-Kupplung-Stecker) und für zufällige Steckung (jeder gegen jeden) aber nicht gegen Referenz. Das ist der realistische Fall. Dämpfungsklasse Dämpfung (97 %) Mittelwert A noch nicht festgelegt B ≤ 0,25 dB ≤ 0,12 dB C ≤ 0,50 dB ≤ 0,25 dB D ≤ 1,00 dB ≤ 0,50 dB Tab. 2.3: Dämpfungsklassen (1310 nm, 1550 nm) Entsprechend DIN EN 61755-1 gelten für Singlemode-Stecker die Klassen in Tabelle 2.3. Klasse A wird für höchste Anforderungen empfohlen (0,1 dB-Stecker), ist aber noch nicht standardisiert. Für viele Anwendungen ist Klasse B ausreichend. 124 2 Lösbare Verbindungstechnik von Lichtwellenleitern <?page no="126"?> Die gleiche Norm spezifiziert die Reflexionsdämpfungen von Singlemode-Steckern (Tabelle 2.4). Klasse 1 gilt für APC-Stecker. Die Klassen 2, 3 und 4 gelten für PC-Stecker. Für Singlemode-PC-Stecker wird die Klasse 2 empfohlen. Reflexions‐ klasse Reflexionsdämpfung gesteckt Bemerkungen 1 ≥ 60 dB ≥ 55 dB ungesteckt 2 ≥ 45 dB 3 ≥ 35 dB 4 ≥ 26 dB Tab. 2.4: Reflexionsklassen (1310 nm, 1550 nm) Theoretisch kann jede Dämpfungsmit jeder Reflexionsklasse kombiniert werden. Es ist jedoch nicht jede Kombination sinnvoll (Tabelle 2.5). Klasse A Klasse B Klasse C Klasse D Klasse 1 x x x - Klasse 2 x x x (x) Klasse 3 - - x Klasse 4 - - - (x) Tab. 2.5: Sinnvolle Kombinationen der Dämpfungs- und Reflexionsklassen Für 50 µm-Multimode-Stecker werden folgende Dämpfungsklassen empfohlen (Wel‐ lenlängen 850 nm und 1300 nm): ■ Klasse Bm: Dämpfung (97 %) ≤ 0,6 dB; Dämpfung (Mittelwert) ≤ 0,35 dB ■ Klasse Cm: Dämpfung (97 %) ≤ 1,0 dB; Dämpfung (Mittelwert) ≤ 0,50 dB Für diese Stecker werden folgende Reflexionsdämpfungen empfohlen (Wellenlängen 850 nm und 1300 nm): Klasse 2m: ≥ 20 dB (gesteckt); ≥ 13 dB (ungesteckt). Die Messungenauigkeit liegt laut DIN EN 61300-1 in Abhängigkeit von den Anre‐ gungsbedingungen, das heißt von der Modenverteilung, bei bis zu 0,12 dB. Darüber hinaus wird die Messgenauigkeit (auch bei Singlemode-Steckern) durch die Stabilität der Quelle beeinflusst (zum Beispiel ± 0,05 dB innerhalb einer Stunde). 125 2.8 Dämpfungs- und Reflexionsklassen <?page no="128"?> 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik 3.1 Allgemeine Hinweise Zur Erzielung reproduzierbarer und genauer Messergebnisse ist Folgendes zu beachten: Wichtig sind die Fragen der Sauberkeit und ein sorgfältiger Umgang mit den Steck‐ verbindern. Ein Großteil der Probleme bei Übertragung mit Lichtwellenleitern werden durch verschmutzte Steckverbinder verursacht. Die Norm DIN ISO/ IEC 14763-3 fordert vor jeder Messung die Reinigung der Steck‐ verbinder und der Adapter. Der Reinigungszustand muss mit einem Fasermikroskop kontrolliert werden. Verunreinigungen können Verfälschungen der Messergebnisse und Beschädigungen der Stecker verursachen. Zur Reinigung verwendet man Reinigungskoffer namhafter Anbieter. Lose Verschmut‐ zungen können mit einer Steckerreinigungskassette oder einem Reinigungsstift besei‐ tigt werden. Ansonsten ist für die Reinigung hochreiner Isopropyl-Alkohol oder ein anderes geeignetes Lösungsmittel zu verwenden. Die Kontrolle des Reinigungszustandes erfolgt mit einem Mikroskop mit einer Ver‐ größerung ≥ 100 (Multimode) bzw. ≥ 200 (Singlemode). Handmikroskope fokussieren einen großen Teil der aus der Faser austretenden Leistung auf das Auge. Sie dürfen nur bei ausgeschaltetem Sender verwendet werden, um Augenverletzungen zu vermeiden. Alternativ wird ein Videomikroskop verwendet. Dann besteht nicht die Gefahr der Augenschädigung, da nicht mehr direkt auf das Auge, sondern auf einen Videobild‐ schirm abgebildet wird. Das Foto der Steckerstirnfläche kann als Datei zusammen mit den Messergebnissen gespeichert werden. Es ist ein sorgfältiger Umgang mit den Kabeln und Leitungen zu gewährleisten. Zu enge Biegeradien können die Messergebnisse verfälschen. Beim gecoateten Stan‐ dard-Singlemode-LWL darf ein Biegeradius von 30 mm nicht unterschritten werden. Biegeunempfindliche Fasern (Abschnitt 1.2.11) erlauben geringere Radien. Die Fragen der Augensicherheit sind zu beachten. Zu hohe Leistungen können die Netzhaut oder die Hornhaut schädigen. Besonders kritisch ist die Betrachtung der Steckerstirnflächen mit optischen Instrumenten. Gegebenenfalls sind Laserschutzbril‐ len zu tragen. Besonders hohe Leistungen treten in Wellenlängen-Multiplex-Systemen und in Verbindung mit optischen Verstärkern auf. Verschiedene Hilfsmittel erleichtern die Messung und Fehlersuche: <?page no="129"?> Optische Adapter am Messgerät ermöglichen die Anpassung an den jeweiligen Steckertyp der zu messenden Strecke. So können zusätzliche Adapterkabel und Steck‐ verbindungen vermieden werden. Messkabel mit Referenzsteckern enthalten Stecker mit besonders engen Toleran‐ zen. Diese Kabel werden an das Messobjekt angekoppelt. Die Dämpfung der Steckver‐ bindung wird durch die Qualität der beiden Stecker und der Kupplung beeinflusst. Da der Referenzstecker nur einen geringen Beitrag zur Dämpfung der Steckverbindung bringt, kann der jeweilige Stecker des Messobjektes genau gemessen werden. Der Referenzstecker (Bezugssteckverbider) wird in DIN ISO/ IEC 14763-3 folgender‐ maßen spezifiziert: ■ Exzentrizität Faserkernmitte und Stiftachse: < 0,3 µm ■ Verkippung zwischen Faserachse und Stiftachse (Schielwinkel): < 0,2° ■ Stiftaußendurchmesser: 1249,0 µm ± 0,5 µm bzw. 2499,0 µm ± 0,5 µm ■ Sichtprüfung der Faserendfläche mit 200facher Vergrößerung: Es dürfen keine Fehler in der Kernzone vorhanden sein. ■ Maximale Dämpfung zwischen zwei Referenzsteckern: - Multimode: ≤ 0,10 dB - Singlemode: ≤ 0,20 dB Die letzte Forderung kann zum Beispiel mit einem E-2000-0,1 dB-Stecker unterboten werden. Diamond bietet Referenzstecker mit besonders engen Toleranzen nach IEC 61755-2-4 und -5 an: ■ R1: maximale Exzentrizität = 0,15 µm, maximaler Schielwinkel = 0,2° => Einfügedämpfung ≤ 0,05 dB ■ R2: maximale Exzentrizität = 0,2 µm, maximaler Schielwinkel = 0,2° => Einfügedämpfung ≤ 0,07 dB Die Rotlichtquelle (VFL: Visual Fault Locator) ist ein nützliches Hilfsmittel zur Feh‐ lersuche vor allem an kürzeren Strecken. Es wird rotes Licht in die Faser eingekoppelt und überprüft, wo das Licht austritt. So können Faserbrüche, schlechte Spleiße sowie defekte Stecker gefunden werden. Mit dem Fasererkennungsgerät (LFD: Live Fiber Detector) kann man überprüfen, ob die Faser beschaltet ist, ohne die Signalübertragung zu unterbrechen. Dabei wird die Ader gebogen und das austretende Licht gemessen. Der Detektor ist sehr empfindlich, so dass die Dämpfung im Durchgang gering ist und die Signalübertragung nicht gestört wird. Die Richtung des Datenverkehrs wird ermittelt. Die Geräte sind auch für G.657.A1-Fasern geeignet. Optische Dämpfungsglieder sind variabel oder fest einstellbar für Singlemode- oder Multimode-LWL verfügbar. Bei zu geringer Dämpfung bringt man sie in die Strecke 128 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="130"?> (meist vor dem Empfänger) ein und kann so eine Übersteuerung des Empfängers vermeiden. Optische Sprechgeräte nutzen eine unbeschaltete Faser für die Sprachübertragung zwischen den Messtechnikern, die an den beiden Enden der Strecke arbeiten. Sie kommen zum Einsatz bei der Kabelinstallation, -wartung oder -reparatur. 3.2 Messung von Leistungen und Dämpfungen Die Dämpfung der Komponenten eines LWL-Systems begrenzt dessen Reichweite und damit deren Leistungsfähigkeit. Deshalb ist die Dämpfung ein wichtiger Parameter in der LWL-Technik. Die Dämpfung ergibt sich aus dem Verhältnis zweier Leistungen. Leistungen müssen fehlerfrei und reproduzierbar gemessen werden. Neben der Erklärung der Leistungs- und Dämpfungsmessung werden auch mögliche Feh‐ lerquellen beschrieben sowie Verfahren, die eine reproduzierbare Messung ermöglichen. Zur Realisierung einer Leistungs- und Dämpfungsmessung von Multimode-LWL mit hoher Genauigkeit müssen definierte Anregungsbedingungen im Lichtwellenleiter realisiert werden. 3.2.1 Definierte Anregung des Multimode-LWL Das Ergebnis der Dämpfungsaber auch der Bandbreitenmessung am Multimode-LWL hängt von der Anregung der Moden ab. Die Leistungsverteilung über dem Querschnitt muss definiert sein. In der Vergangenheit wurde das durch einen Vorlauf-LWL geeigneter Länge (ca. 100 m) erreicht. Dieser wandelt das eingekoppelte Licht in eine so genannte Moden‐ gleichgewichtsverteilung um. Durch die gute Qualität der Fasern funktioniert das heute nur noch eingeschränkt. 108 Optische Sprechgeräte nutzen eine unbeschaltete Faser für die Sprachübertragung zwischen den Messtechnikern, die an den beiden Enden der Strecke arbeiten. Sie kommen zum Einsatz bei der Kabelinstallation, -wartung oder -reparatur. 3.2 Messung von Leistungen und Dämpfungen Die Dämpfung der Komponenten eines LWL-Systems begrenzt dessen Reichweite und damit deren Leistungsfähigkeit. Deshalb ist die Dämpfung ein wichtiger Parameter in der LWL-Technik. Die Dämpfung ergibt sich aus dem Verhältnis zweier Leistungen. Leistungen müssen fehlerfrei und reproduzierbar gemessen werden. Neben der Erklärung der Leistungs- und Dämpfungsmessung werden auch mögliche Fehlerquellen beschrieben sowie Verfahren, die eine reproduzierbare Messung ermöglichen. Zur Realisierung einer Leistungs- und Dämpfungsmessung von Multimode-LWL mit hoher Genauigkeit müssen definierte Anregungsbedingungen im Lichtwellenleiter realisiert werden. 3.2.1 Definierte Anregung des Multimode-LWL Das Ergebnis der Dämpfungsaber auch der Bandbreitenmessung am Multimode- LWL hängt von der Anregung der Moden ab. Die Leistungsverteilung über dem Querschnitt muss definiert sein. In der Vergangenheit wurde das durch einen Vorlauf-LWL geeigneter Länge (ca. 100 m) erreicht. Dieser wandelt das eingekoppelte Licht in eine so genannte Modengleichgewichtsverteilung um. Durch die gute Qualität der Fasern funktioniert das heute nur noch eingeschränkt. Bild 3.1: Wickeldorne oben: Durchmesser 17 mm für 62,5 µm Fasern unten: Durchmesser 22 mm für 50 µm-Fasern (Quelle: Fluke) Eine Alternative ist die Verwendung von Wickeldornen , welche wegen ihrer geringen Durchmesser eine Abstrahlung der Energie der höheren Moden erzwingen und Mantellicht eliminieren. Dabei wickelt man den Lichtwellenleiter fünfmal auf einen Bild 3.1: Wickeldorne (Quelle: Fluke) 129 3.2 Messung von Leistungen und Dämpfungen <?page no="131"?> oben: Durchmesser 17 mm für 62,5 µm Fasern unten: Durchmesser 22 mm für 50 µm-Fasern Eine Alternative ist die Verwendung von Wickeldornen, welche wegen ihrer geringen Durchmesser eine Abstrahlung der Energie der höheren Moden erzwingen und Mantel‐ licht eliminieren. Dabei wickelt man den Lichtwellenleiter fünfmal auf einen Dorn mit geeignetem Durchmesser. Die Durchmesser in Bild 3.1 gelten für Patchkabel mit 3 mm Durchmesser. Der Wickeldorn ist eine einfache und preiswerte Lösung, die allerdings nicht bei biegeunempfindlichen Multimode-LWL (Abschnitt 1.2.4) funktioniert. In DIN EN 61280-4-1 wurde eine Leistungsverteilung definiert, mit der der Multi‐ mode-LWL angeregt werden sollte: eingeschlossener Strahlungsfluss (EF: Encirc‐ led Flux). Die Leistung hat ein Maximum auf der optischen Achse und fällt zur Kern-Mantel-Grenze auf Null ab. Zukünftig sollte eine „overfilled“-Lichtquelle (LED) und Messkabel mit eingebautem Moden-Controller verwendet werden. In manchen Geräten sind die EF-Controller bereits eingebaut. Sie werden als „EF ready“ gekennzeichnet. Bild 3.2 zeigt einen Moden-Controller. Er wandelt das eingekoppelte Licht in Encircled Flux. Der Moden-Controller funktioniert für 850 nm und 1300 nm und verursacht für den 50 µm-LWL eine Dämpfung kleiner als 3,0 dB. Dorn mit geeignetem Durchmesser. Die Durchmesser in Bild 3.1 gelten für Patchkabel mit 3 mm Durchmesser. Der Wickeldorn ist eine einfache und preiswerte Lösung, die allerdings nicht bei biegeunempfindlichen Multimode-LWL (Abschnitt 1.2.4) funktioniert. In DIN EN 61280-4-1 wurde eine Leistungsverteilung definiert, mit der der Multimode-LWL angeregt werden sollte: eingeschlossener Strahlungsfluss (EF: Encircled Flux). Die Leistung hat ein Maximum auf der optischen Achse und fällt zur Kern- Mantel-Grenze auf Null ab. Zukünftig sollte eine „overfilled“-Lichtquelle (LED) und Messkabel mit eingebautem Moden-Controller verwendet werden. In manchen Geräten sind die EF-Controller bereits eingebaut. Sie werden als „EF ready“ gekennzeichnet. Bild 3.2 zeigt einen Moden-Controller. Er wandelt das eingekoppelte Licht in Encircled Flux. Der Moden-Controller funktioniert für 850 nm und 1300 nm und verursacht für den 50 µm-LWL eine Dämpfung kleiner als 3,0 dB. Bild 3.2: Moden-Controller von Arden Photonics (Quelle: Opternus GmbH) 3.2.2 Leistungsmessung Mit der Leistungsmessung kann die Ausgangsleistung des Senders überprüft werden. Eine Leistungsmessung am Ende der Strecke zeigt, ob die Leistung groß genug ist, damit der Empfänger fehlerfrei arbeiten kann. Außerdem liefert diese Messung eine Information darüber, ob die Leistung zu groß ist, so dass die Gefahr der Übersteuerung des Empfängers besteht. Mit diesen Messungen können die Herstellerangaben bezüglich der Transceiver überprüft werden. Für die Leistungsmessung wird ein optischer Empfänger benötigt. Dieser muss eine hohe absolute Genauigkeit haben. Das heißt, er muss geeicht werden. Es ist zu berücksichtigen, dass die Empfindlichkeit des Empfängers von der Wellenlänge abhängt. Zur Realisierung einer hohen absoluten Genauigkeit muss die Wellenlänge des Sen- Bild 3.2: Moden-Controller von Arden Photonics (Quelle: Opternus GmbH) 3.2.2 Leistungsmessung Mit der Leistungsmessung kann die Ausgangsleistung des Senders überprüft werden. Eine Leistungsmessung am Ende der Strecke zeigt, ob die Leistung groß genug ist, damit der Empfänger fehlerfrei arbeiten kann. Außerdem liefert diese Messung eine Information darüber, ob die Leistung zu groß ist, so dass die Gefahr der Übersteuerung 130 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="132"?> des Empfängers besteht. Mit diesen Messungen können die Herstellerangaben bezüg‐ lich der Transceiver überprüft werden. Für die Leistungsmessung wird ein optischer Empfänger benötigt. Dieser muss eine hohe absolute Genauigkeit haben. Das heißt, er muss geeicht werden. Es ist zu berück‐ sichtigen, dass die Empfindlichkeit des Empfängers von der Wellenlänge abhängt. Zur Realisierung einer hohen absoluten Genauigkeit muss die Wellenlänge des Senders genau bekannt sein und bei der Messung am Empfänger berücksichtigt werden. Das Messgerät muss unempfindlich gegen Temperatureinflüsse sein. Eine Übersteuerung am Empfänger ist zu vermeiden. Photodiode Lichteinkopplung elektronische Auswertung Anzeige Bild 3.3: Prinzip der optischen Leistungsmessung Eine Messanordnung zur Leistungsmessung ist in Bild 3.3 dargestellt. Das Licht des Lichtwellenleiters fällt auf die Photodiode, wird dort in ein elektrisches Signal gewandelt, elektronisch verstärkt und angezeigt. Die Detektorfläche ist so bemessen, dass der gesamte Strahlungskegel, der aus dem Lichtwellenleiter austritt, auf die Photodiode fällt. Die Messung absoluter Leistungswerte unterliegt einer Reihe von Fehlerquellen, die ungenaue Messergebnisse verursachen können. Bei der Dämpfungsmessung werden stets zwei Leistungen ermittelt. Durch Bildung des Verhältnisses aus den beiden Messwerten gehen absolute Fehler nicht in das Messergebnis ein, wohingegen sich die relativen Fehler im ungünstigsten Fall verdoppeln können. Man unterscheidet zwischen der Gleichlicht- und der Wechsellichtmessung. Bei der Gleichlichtmessung wird der zeitliche Mittelwert des optischen Pegels gemessen. Bei der Wechsellichtmessung wird das Licht mit einer bestimmten Frequenz moduliert und das modulierte Licht am optischen Empfänger selektiv nur innerhalb dieses Frequenzbereiches gemessen. Sender und Empfänger müssen bezüglich der Modulationsfrequenz aufeinander abgestimmt sein. Der Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, dass Fremdlicht das Messergebnis nicht beeinflusst. Bei der Gleichlichtmessung kann Umgebungslicht über den Sekundärschutz des Lichtwellenleiters zum Detektor gelangen und bei der Messung von sehr kleinen Leistungen das Messergebnis verfälschen. Das ist möglich, weil der Detektor großflächig misst , das heißt sein Durchmesser meist deutlich größer als der Kerndurchmesser des Lichtwellenleiters ist. Die Wellenlängenkalibrierung ist bei Leistungsmessungen wichtig, nicht aber für Dämpfungsmessungen, da durch die Bildung des Verhältnisses aus zwei Leistungen sich mögliche Fehler „kürzen“. Der Messwert kann bei längerer Betriebsdauer, beispielsweise durch Temperaturschwankungen, Veränderungen unterliegen. Moderne Empfänger werden stabilisiert. Laut DIN EN 61300-3-4 liegt der maximale Messfehler stabilisierter Leistungsmesser bei ≤ 0,05 dB (Multimode) bzw. ≤ 0,02 dB (Singlemode). Bild 3.3: Prinzip der optischen Leistungsmessung Eine Messanordnung zur Leistungsmessung ist in Bild 3.3 dargestellt. Das Licht des Lichtwellenleiters fällt auf die Photodiode, wird dort in ein elektrisches Signal gewandelt, elektronisch verstärkt und angezeigt. Die Detektorfläche ist so bemessen, dass der gesamte Strahlungskegel, der aus dem Lichtwellenleiter austritt, auf die Photodiode fällt. Die Messung absoluter Leistungs‐ werte unterliegt einer Reihe von Fehlerquellen, die ungenaue Messergebnisse verur‐ sachen können. Bei der Dämpfungsmessung werden stets zwei Leistungen ermittelt. Durch Bildung des Verhältnisses aus den beiden Messwerten gehen absolute Fehler nicht in das Messer‐ gebnis ein, wohingegen sich die relativen Fehler im ungünstigsten Fall verdoppeln können. Man unterscheidet zwischen der Gleichlicht- und der Wechsellichtmessung. Bei der Gleichlichtmessung wird der zeitliche Mittelwert des optischen Pegels gemessen. Bei der Wechsellichtmessung wird das Licht mit einer bestimmten Frequenz moduliert und das modulierte Licht am optischen Empfänger selektiv nur innerhalb dieses Frequenzbereiches gemessen. Sender und Empfänger müssen bezüglich der Modulationsfrequenz aufeinander ab‐ gestimmt sein. Der Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, dass Fremdlicht das Messergebnis nicht beeinflusst. 131 3.2 Messung von Leistungen und Dämpfungen <?page no="133"?> Bei der Gleichlichtmessung kann Umgebungslicht über den Sekundärschutz des Licht‐ wellenleiters zum Detektor gelangen und bei der Messung von sehr kleinen Leistungen das Messergebnis verfälschen. Das ist möglich, weil der Detektor großflächig misst, das heißt sein Durchmesser meist deutlich größer als der Kerndurchmesser des Lichtwellenleiters ist. Die Wellenlängenkalibrierung ist bei Leistungsmessungen wichtig, nicht aber für Dämpfungsmessungen, da durch die Bildung des Verhältnisses aus zwei Leistungen sich mögliche Fehler „kürzen“. Der Messwert kann bei längerer Betriebsdauer, beispielsweise durch Temperatur‐ schwankungen, Veränderungen unterliegen. Moderne Empfänger werden stabilisiert. Laut DIN EN 61300-3-4 liegt der maximale Messfehler stabilisierter Leistungsmesser bei ≤ 0,05 dB (Multimode) bzw. ≤ 0,02 dB (Singlemode). 3.2.3 Dämpfungsmessung 3.2.3.1 Praktische Hinweise Zur Dämpfungsmessung an verlegten Lichtwellenleitern werden zwei Personen benö‐ tigt. Während für die Leistungsmessung nur ein Empfänger erforderlich ist, benötigt man für die Dämpfungsmessung sowohl einen Sender als auch einen Empfänger. Meistens werden Sender, Empfänger, Vor- und Nachlaufprüfschnur als komplette Messausrüstung angeboten. Diese Komponenten sind in ihren Eigenschaften aufeinander abgestimmt. Sender und Empfänger können zwischen mehreren Wellenlängen umgeschaltet werden. Moderne Sender emittieren eine stabilisierte Ausgangsleistung. Grundsätzlich ist bei der Dämpfungsmessung auf Folgendes zu achten: ■ Absolute Sauberkeit und gut präparierte LWL-Endflächen. ■ Ausreichende Aufwärmzeit der Geräte berücksichtigen. (Kann beim Sender bis 30 Minuten betragen.) ■ Es sind Makrobiegeverluste zu vermeiden. Besonders empfindlich reagieren Sing‐ lemode-LWL. ■ Zur Vereinfachung des Messablaufes ist es sinnvoll, nur einmal zu referenzie‐ ren und alle folgenden Messwerte auf diese Referenz zu beziehen. Das ist nur zulässig, wenn sich die Leistung des Senders während des Zeitraumes, in dem die Messungen durchgeführt werden, nicht ändert. Dafür ist ein Sender mit stabilisierter Ausgangsleistung erforderlich. Andernfalls ist die Referenzierung in bestimmten Zeitabständen, spätestens aber nach einem Tag, zu wiederholen. Nach der Referenzierung müssen Sender und Vorlaufprüfschnur verbunden bleiben. 132 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="134"?> ■ Empfänger mit ausreichender Temperaturstabilität und optischer Linearität ein‐ setzen. ■ Zur Messung von Lichtwellenleitern mit größeren Kerndurchmessern (PCF, POF) werden Empfänger mit größerer Detektorfläche benötigt, sonst wird nicht die gesamte Leistung erfasst. ■ Da die Dämpfung von der Wellenlänge abhängt, muss auf die Einstellung der richtigen Wellenlänge am Sender und Empfänger geachtet werden. ■ Bei modernen Dämpfungsmessplätzen übermittelt der Sender eine Kennung für die jeweilige Wellenlänge. Der Empfänger berücksichtigt die Empfindlichkeit für diese Wellenlänge. ■ Bei der Referenzierung ist darauf zu achten, dass die Leistung, die auf den Empfänger fällt, nicht zu groß ist, um eine Sättigung zu vermeiden. Durch Übersteuerung wird eine zu geringe Leistung angezeigt. Das heißt die Messwerte werden auf eine zu kleine Referenz bezogen: Die Dämpfungen werden zu klein gemessen. Deshalb sollte man mit einem Sender-Empfänger-Pärchen von einem Hersteller arbeiten, deren Parameter aufeinander abgestimmt sind. So wird die Gefahr der Sättigung, insbesondere bei der Referenzierung, vermieden. ■ Die Güte der Messschnüre ist regelmäßig zu überprüfen. Verschlissene Stecker bewirken Messfehler. ■ Bei Dämpfungsmessungen an Multimode-LWL muss mit einer definierten Leis‐ tungsverteilung eingekoppelt werden (Abschnitt 3.2.1). ■ Bei Messung mit einem unmodulierten Sender ist zu beachten, dass kein Fremd‐ licht auf den Empfänger fällt. ■ Bei Messung mit einem modulierten Sender muss am Empfänger die Modulati‐ onsfrequenz des Senders eingestellt sein. Moderne Empfänger erkennen diese automatisch (gebräuchlich sind 270 Hz, 1 kHz, 2 kHz). 3.2.3.2 Auswertung der Messergebnisse Bei der Messung von LWL-Strecken interessiert die auf die Länge des Lichtwellenlei‐ ters bezogene Dämpfung, also der Dämpfungskoeffizient. Die gemessene Dämpfung muss durch die Streckenlänge dividiert werden. Ist die Streckenlänge und damit die gemessene Dämpfung gering, so kann das zu großen Fehlern bei der Ermittlung des Dämpfungskoeffizienten führen. Der Grund hierfür ist, dass der mögliche Messfehler in der gleichen Größenordnung wie der Messwert selbst liegt. Beispiel: Messung eines 50 m langen Lichtwellenleiters bei 850 nm: Ein typischer Dämpfungskoeffizient im ersten optischen Fenster liegt bei 3 dB/ km. Die zu erwartende Dämpfung der 50 m langen Strecke beträgt folglich 0,15 dB. Legt man einen Messfehler von ±0,05 dB zugrunde, so ergibt sich ein Schwankungsbereich für den zu erwartenden Messwert von 0,15 dB ± 0,05 dB = 0,10 dB … 0,20 dB. 133 3.2 Messung von Leistungen und Dämpfungen <?page no="135"?> Durch Umrechnung von 50 m auf 1000 m (Faktor 20! ) folgt für den Dämpfungskoeffi‐ zienten ein Schwankungsbereich zwischen 2,0 dB/ km und 4,0 dB/ km. Die ermittelten Dämpfungskoeffizienten liegen weit ab von den realen Werten. Bei der Messung kurzer Längen (geringer Dämpfungen) können die Dämpfungskoeffi‐ zienten sehr ungenau sein. Vorsicht vor falschen Schlussfolgerungen! Es ist wenig sinnvoll in Ausschreibungen für kurze Streckenlängen bestimmte Dämpfungskoeffizi‐ enten zu spezifizieren. Misst man im zweiten oder dritten optischen Fenster, sind die Dämpfungskoeffizienten wesentlich geringer, und es sind selbst bei einigen Kilometern LWL-Länge noch große Messfehler bei den Dämpfungskoeffizienten möglich. 3.2.3.3 Normen zur Dämpfungsmessung ITU-T G.650-3 von 08/ 2017 gibt allgemeine Hinweise zur Messung an installierten LWL-Kabeln. DIN EN 60793-1-40 von 05/ 2020 behandelt die Dämpfungsmessung allgemein. Die Dämpfungsmessung an passiven Bauteilen wird in DIN EN 61300-3-4 von 11/ 2013 beschrieben. Dämpfungsmessungen an Leitungen werden in folgenden Normen spezifiziert: ■ DIN EN 61280-4-1, 07/ 2010: Dämpfungsmessungen an Multimode-LWL ■ DIN EN 61280-4-2, 05/ 2015: Dämpfungsmessungen an Singlemode-LWL ■ DIN ISO/ IEC 14763-3, 05/ 2019: Dämpfungsmessungen an Multimode-, Sing‐ lemode-LWL, Rückstreumessung, Referenzstecker, Anregungsbedingungen, Sau‐ berkeit usw. 3.2.3.4 Dämpfungsmessungen an Steckern Die Dämpfungsmessung erfolgt nach DIN EN 61300-3-4 (11/ 2013), Einfügeverfah‐ ren B: ■ Bauart 5: Messung Steckverbinder zu Steckverbinder (Rangierkabel) ■ Bauart 6: Messung eines einzelnen Steckers (Pigtail) Man benötigt für die Referenzierung (Bild 3.4 oben) eine Prüfschnur mit mindestens einem Referenzstecker. Dieser ist in den folgenden Bildern rot dargestellt. Zur Messung (Bild 3.4 Mitte) wird an die Prüfschnur das Messobjekt (zum Beispiel Patchkabel) mit zwei Steckern angekoppelt. Diese Anordnung ermöglicht die Charak‐ terisierung des Steckers S 1 und die Dämpfung der Faser. Durch die große Fläche der Empfängerdiode verursacht der Stecker S 2 keine Dämpfung. (Voraussetzung ist, dass der Stecker in Ordnung, dass zum Beispiel die Faser nicht zurückgezogen ist.) 134 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="136"?> 113 Man benötigt für die Referenzierung (Bild 3.4 oben) eine Prüfschnur mit mindestens einem Referenzstecker. Dieser ist in den folgenden Bildern rot dargestellt. Zur Messung (Bild 3.4 Mitte) wird an die Prüfschnur das Messobjekt (zum Beispiel Patchkabel) mit zwei Steckern angekoppelt. Diese Anordnung ermöglicht die Charakterisierung des Steckers S 1 und die Dämpfung der Faser. Durch die große Fläche der Empfängerdiode verursacht der Stecker S 2 keine Dämpfung. (Voraussetzung ist, dass der Stecker in Ordnung, dass zum Beispiel die Faser nicht zurückgezogen ist.) Prüfschnur Sender Empfänger Empfänger Empfänger P S S S S P P 1 1 1 2 2 2 3 Messobjekt Messobjekt Sender Sender Bild 3.4: Einfügeverfahren B; oben: Referenzierung; Mitte und unten: Messung Nun werden die Enden des Messobjektes vertauscht und die Messung wird wiederholt werden (Bild 3.4 unten). So misst man die Dämpfung des Steckers S 2 und die Dämpfung der Faser, aber nicht die Dämpfung des Steckers S 1 . Ist die Faser kurz, wie beim Rangierkabel oder Pigtail, ist deren Dämpfung vernachlässigbar und man misst jeweils nur die Dämpfung eines Steckers. Dämpfung des Steckers S 1 : a 1 / dB = P 1 / dBm - P 2 / dBm Dämpfung des Steckers S 2 : a 2 / dB = P 1 / dBm - P 3 / dBm Das Einfügeverfahren B ist für Steckerkonfektionäre interessant. Es lässt sich die Dämpfung einzelner Stecker ermitteln. Nach den drei Messungen kann man das Kabel zerschneiden und als Pigtail ausliefern. Bild 3.4: Einfügeverfahren B; oben: Referenzierung; Mitte und unten: Messung Nun werden die Enden des Messobjektes vertauscht und die Messung wird wiederholt werden (Bild 3.4 unten). So misst man die Dämpfung des Steckers S 2 und die Dämpfung der Faser, aber nicht die Dämpfung des Steckers S 1 . Ist die Faser kurz, wie beim Rangierkabel oder Pigtail, ist deren Dämpfung vernachläs‐ sigbar und man misst jeweils nur die Dämpfung eines Steckers. Dämpfung des Steckers S 1 : a 1 / dB = P 1 / dBm - P 2 / dBm Dämpfung des Steckers S 2 : a 2 / dB = P 1 / dBm - P 3 / dBm Das Einfügeverfahren B ist für Steckerkonfektionäre interessant. Es lässt sich die Dämpfung einzelner Stecker ermitteln. Nach den drei Messungen kann man das Kabel zerschneiden und als Pigtail ausliefern. 3.2.3.5 Dämpfungsmessungen an Leitungen Die verschiedenen in den Normen beschriebenen Messverfahren unterscheiden sich dadurch, wie die Referenzierung aufgefasst wird. Diese kann mit einer, mit zwei oder mit drei Prüfschnüren erfolgen. Die Anordnung zur Messung ist bei allen drei Varianten gleich. Nach der Referenzierung bleibt die Vorlaufprüfschnur am Sender gesteckt. Ein erneutes Stecken kann Nichtreproduzierbarkeiten bewirken. Bei Referenzierung mit zwei oder drei Schnüren bleibt auch die Nachlaufprüfschnur mit dem Empfänger verbunden. Bild 3.5 oben zeigt die Referenzierung mit nur einer Schnur. Diese Variante ist nur möglich, wenn die Kupplung am Empfänger mit dem Stecker der Kabelanlage übereinstimmt. Sofern der Empfänger über Wechseladapter verfügt, lässt sich unter Umständen eine Anpassung erzielen. Der erste und letzte Stecker der Kabelanlage dürfen sich unterscheiden. Die Nachlaufschnur muss kurz sein, um zusätzliche Dämpfungen und damit Verfälschungen zu vermeiden. 135 3.2 Messung von Leistungen und Dämpfungen <?page no="137"?> 114 Nachlaufprüfschnur mit dem Empfänger verbunden. Bild 3.5 oben zeigt die Referenzierung mit nur einer Schnur . Diese Variante ist nur möglich wenn die Kupplung am Empfänger mit dem Stecker der Kabelanlage übereinstimmt. Sofern der Empfänger über Wechseladapter verfügt, lässt sich unter Umständen eine Anpassung erzielen. Der erste und letzte Stecker der Kabelanlage dürfen sich unterscheiden. Die Nachlaufschnur muss kurz sein, um zusätzliche Dämpfungen und damit Verfälschungen zu vermeiden. Bild 3.5: Oben: Referenzierung mit einer Schnur; unten: Messung Die Nachlaufprüfschnur ist erforderlich, um den hinteren Stecker der Kabelanlage messen zu können. Würde man diesen direkt in den Empfänger stecken, erfolgt die Messung großflächig und Steckerfehler können nicht erkannt werden. Die Referenzstecker an Vorlauf- und Nachlaufschnur sind erforderlich, um die Stecker der Kabelanlage mit hoher Genauigkeit zu messen (Abschnitt 3.1). Die Referenzstecker werden häufig gesteckt und unterliegen einem Verschleiß. In dem Maße, wie sich die Qualität der Referenzstecker verschlechtert, erhöht sich deren Dämpfung und damit auch die Dämpfung der Strecke. Um diesen Messfehler zu vermeiden, müssen alle Stecker vor jeder Messung gereinigt und die Sauberkeit mit dem Fasermikroskop kontrolliert werden. Verschlissene Referenzstecker müssen ausgewechselt werden. Ansonsten wird die Dämpfung der Kabelanlage zu groß gemessen. Bild 3.6 oben zeigt die Referenzierung mit zwei Schnüren . Diese Variante ist erforderlich, wenn die Kupplung am Empfänger nicht mit dem ersten Stecker der Kabelanlage übereinstimmt. Bild 3.5: Oben: Referenzierung mit einer Schnur; unten: Messung Die Nachlaufprüfschnur ist erforderlich, um den hinteren Stecker der Kabelanlage messen zu können. Würde man diesen direkt in den Empfänger stecken, erfolgt die Messung großflächig und Steckerfehler können nicht erkannt werden. Die Referenzstecker an Vorlauf- und Nachlaufschnur sind erforderlich, um die Stecker der Kabelanlage mit hoher Genauigkeit zu messen (Abschnitt 3.1). Die Referenzstecker werden häufig gesteckt und unterliegen einem Verschleiß. In dem Maße, wie sich die Qualität der Referenzstecker verschlechtert, erhöht sich deren Dämpfung und damit auch die Dämpfung der Strecke. Um diesen Messfehler zu vermeiden, müssen alle Stecker vor jeder Messung gerei‐ nigt und die Sauberkeit mit dem Fasermikroskop kontrolliert werden. Verschlissene Referenzstecker müssen ausgewechselt werden. Ansonsten wird die Dämpfung der Kabelanlage zu groß gemessen. Bild 3.6 oben zeigt die Referenzierung mit zwei Schnüren. Diese Variante ist erforderlich, wenn die Kupplung am Empfänger nicht mit dem ersten Stecker der Kabelanlage übereinstimmt. Eine Nachlaufprüfschnur wird zur Adaptierung verwendet. Der erste und der letzte Stecker der Kabelanlage müssen gleich sein. Die Anordnung für die Messung ist unverändert (Bild 3.6 unten). Eine Nachlaufprüfschnur wird zur Adaptierung verwendet. Der erste und der letzte Stecker der Kabelanlage müssen gleich sein. Die Anordnung für die Messung ist unverändert (Bild 3.6 unten). Bild 3.6: Oben: Referenzierung mit zwei Schnüren; unten: Messung Die Nachlaufprüfschnur am Empfänger muss gesteckt bleiben. Bei der Referenzierung (Verbindung von Referenzsteckern) werden Referenzadapter verwendet. Bei der Messung kommen die Adapter der Kabelanlage zum Einsatz. Im Vergleich zur Anordnung in Bild 3.5 enthält die Referenzierung einen zusätzlichen Steckverbinder, der eine kleine aber unbekannte zusätzliche Dämpfung verursacht. Die Leistung P 1 wird also etwas kleiner sein. Daraus ergibt sich eine etwas geringere Dämpfung. Bild 3.7 oben veranschaulicht die Referenzierung mit drei Schnüren . Diese Anordnung ist erforderlich, wenn die Kupplung am Empfänger nicht mit dem ersten Stecker der Kabelanlage übereinstimmt und wenn sich erster und letzter Stecker der Kabelanlage unterscheiden. Bild 3.6: Oben: Referenzierung mit zwei Schnüren; unten: Messung Die Nachlaufprüfschnur am Empfänger muss gesteckt bleiben. Bei der Referenzierung (Verbindung von Referenzsteckern) werden Referenzadapter verwendet. Bei der Mes‐ sung kommen die Adapter der Kabelanlage zum Einsatz. 136 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="138"?> Im Vergleich zur Anordnung in Bild 3.5 enthält die Referenzierung einen zusätzlichen Steckverbinder, der eine kleine, aber unbekannte zusätzliche Dämpfung verursacht. Die Leistung P 1 wird also etwas kleiner sein. Daraus ergibt sich eine etwas geringere Dämpfung. Bild 3.7 oben veranschaulicht die Referenzierung mit drei Schnüren. Diese An‐ ordnung ist erforderlich, wenn die Kupplung am Empfänger nicht mit dem ersten Stecker der Kabelanlage übereinstimmt und wenn sich erster und letzter Stecker der Kabelanlage unterscheiden. Die Anordnung für die Messung (Bild 3.7 unten) ist unverändert. Die Substitutions‐ prüfschnur muss kurz sein, da sie bei der Messung nicht mehr berücksichtigt wird. Im Vergleich zur Anordnung in Bild 3.5 enthält die Referenzierung zwei zusätzliche Steckverbinder, die zusätzliche Dämpfungen verursachen. Die Leistung P 1 wird noch kleiner sein. Daraus ergibt sich eine geringere Dämpfung. 115 Bild 3.6: Oben: Referenzierung mit zwei Schnüren; unten: Messung Die Nachlaufprüfschnur am Empfänger muss gesteckt bleiben. Bei der Referenzierung (Verbindung von Referenzsteckern) werden Referenzadapter verwendet. Bei der Messung kommen die Adapter der Kabelanlage zum Einsatz. Im Vergleich zur Anordnung in Bild 3.5 enthält die Referenzierung einen zusätzlichen Steckverbinder, der eine kleine aber unbekannte zusätzliche Dämpfung verursacht. Die Leistung P 1 wird also etwas kleiner sein. Daraus ergibt sich eine etwas geringere Dämpfung. Bild 3.7 oben veranschaulicht die Referenzierung mit drei Schnüren . Diese Anordnung ist erforderlich, wenn die Kupplung am Empfänger nicht mit dem ersten Stecker der Kabelanlage übereinstimmt und wenn sich erster und letzter Stecker der Kabelanlage unterscheiden. Die Anordnung für die Messung (Bild 3.7 unten) ist unverändert. Die Substitutionsprüfschnur muss kurz sein, da sie bei der Messung nicht mehr berücksichtigt wird. Im Vergleich zur Anordnung in Bild 3.5 enthält die Referenzierung zwei zusätzliche Steckverbinder, die zusätzliche Dämpfungen verursachen. Die Leistung P 1 wird noch kleiner sein. Daraus ergibt sich eine geringere Dämpfung. Sender Vorlaufprüfschnur Kabelanlage Substitutionsprüfschnur Empfänger P 2 Empfänger P 1 Sender Vorlaufprüfschnur Nachlaufprüfschnur Nachlaufprüfschnur Bild 3.7: Oben: Referenzierung mit drei Schnüren; unten: Messung Bild 3.7: Oben: Referenzierung mit drei Schnüren; unten: Messung Je nachdem, wie die Referenzierung erfolgt, erhält man unterschiedliche Ergebnisse für die Dämpfung. Im Messprotokoll ist anzugeben, mit wie vielen Schnüren referenziert wurde. Ein einmal gewähltes Verfahren muss für die gesamte Anlage konsequent genutzt werden. Tabelle 3.1 zeigt, welche Norm welche Messvariante zulässt. Norm Anzahl der Schnüre bei der Referenzierung 1 2 3 DIN EN 60793-1-40 MM-LWL, SM-LWL - - Verfahren B DIN EN 61280-4-1, MM-LWL Anhang A Anhang C Anhang B DIN EN 61280-4-2, SM-LWL Konfiguration A Konfiguration C Konfiguration B ISO/ IEC 14763-3 MM-LWL, SM-LWL Alternativ- Verfahren - Standard- Verfahren Tab. 3.1: Vergleich verschiedener Normen zur Dämpfungsmessung an Leitungen 137 3.2 Messung von Leistungen und Dämpfungen <?page no="139"?> Referenzierung mit einer Schnur: nicht immer möglich drei Schnüren: immer möglich Es wird eine zu geringe Dämpfung ge‐ messen: kann bei kurzen Strecken eine scheinbare Verstärkung bewirken. Schnur mit Referenzstecker exzellente Genauigkeit gute Genauigkeit Schnur ohne Referenzstecker: gemessene Dämpfung kann richtungsabhängig sein geringe Genauigkeit sehr geringe Genauigkeit Tab. 3.2: Messgenauigkeit in Abhängigkeit von der Anzahl der Schnüre und der Verwendung von Referenzsteckern Die Referenzierung mit einer Schnur enthält keine Steckverbinder (mit undefinierter Dämpfung) und ist damit das genaueste Verfahren. Jeder zusätzliche Steckverbinder verursacht Messfehler. Deshalb sollte mit möglichst wenig Schnüren referenziert werden. Die Messfehler können durch Verwendung von Referenzsteckern reduziert werden. In Tabelle 3.2 werden die Genauigkeiten verglichen. 3.2.3.6 Allgemeine Hinweise nach DIN ISO/ IEC 14763-3 Brechzahlangepasste Materialien zwischen den Steckerstirnflächen dürfen nicht ver‐ wendet werden, da sie die Messergebnisse (Dämpfung und Reflexionsdämpfung) verfälschen. Für die Messgeräte muss ein Kalibrierzertifikat vorliegen. Vor der Messung müssen aktive Sende- und Empfangsgeräte von der zu prüfenden Verkabelung getrennt werden. Sender mit hoher Stabilität der Ausgangsleistung verwenden. Empfänger mit guter Temperaturstabilität und optischer Linearität einsetzen. Die Prüfschnüre für die Dämpfungsmessung müssen die gleichen optischen Parameter wie die zu messende Verkabelung haben (50 µm <=> 50 µm; 62,5 µm <=> 62,5 µm; G.652 <=> G.652; G.657 <=> G.657 vom gleichen Hersteller). Die miteinander verbundenen Steckverbinder müssen die gleiche Oberflächengestalt haben. Für Singlemode-Stecker gilt: ■ PC auf PC (blaue Markierung) ■ APC auf APC (grüne Markierung) ■ High-Power-Stecker auf High-Power-Stecker (rote Markierung) 138 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="140"?> Die Länge der Prüfschnur bei der Dämpfungsmessung von Singlemode-LWL muss mindestens 2 m betragen. Es ist keine lange Vorlaufprüfschnur, wie bei der OTDR-Mes‐ sung (zum Beispiel 1000 m) erforderlich. Für die Dämpfungsmessung von Multimode-LWL gibt es folgende Möglichkeiten: ■ Vorlaufprüfschnur mindestens 75 m; herkömmliches Verfahren: ungenau ■ Prüfschnur (2 m bis 10 m) und Wickeldorn (problematisch bei biegeunempfindli‐ chen Multimode-LWL); begrenzte Genauigkeit ■ Moden-Controller; beinhaltet Prüfschnüre; genauestes Verfahren. 3.2.4 Zusammenfassung Saubere Steckverbindungen (Stecker und Kupplungen) sind die Voraussetzung für genaue Messergebnisse. Es sind geeignete Reinigungswerkzeuge/ -materialien zu ver‐ wenden und die Reinigungsanleitungen zu beachten. Der Reinigungszustand ist mit dem Fasermikroskop zu kontrollieren. Vorzugsweise sollten Videomikroskope zum Einsatz kommen. Verschiedene Messhilfsmittel, wie optische Adapter, Rotlichtquelle und Fasererken‐ nungsgerät sind nützlich für die Messung und Fehlersuche. Für reproduzierbare Dämpfungsmessungen müssen die Moden im Multimode-LWL definiert angeregt werden. Die höchste Genauigkeit erhält man bei Verwendung einer Prüfschnur und eines Moden-Controllers. Bei der Leistungsmessung ist eine hohe absolute Genauigkeit erforderlich. Die Wellen‐ längenabhängigkeit der spektralen Empfindlichkeit des Empfängers ist zu berücksich‐ tigen. Mit dem Einfügeverfahren B entsprechend DIN EN 61300-3-4 kann die Dämpfung einzelner Stecker gemessen werden. Verschiedene Normen definieren die Dämpf‐ ungsmessung an Leitungen. Die Messverfahren unterscheiden sich dadurch, wie die Referenzierung aufgefasst wird. Sie kann mit einer, zwei oder drei Schnüren (Patchkabeln) erfolgen. Die Anordnung zur Messung ist bei allen drei Verfahren gleich. 3.3 Optische Rückstreumessung Die optische Rückstreumessung an Lichtwellenleitern ist ein universelles Messverfah‐ ren. Es ermöglicht das installierte LWL-Netz umfassend zu charakterisieren. Trotz komfortabler Messgeräte ist das Verständnis der prinzipiellen Wirkungsweise des Rückstreuverfahrens erforderlich, um die Messergebnisse richtig interpretieren zu können. 139 3.3 Optische Rückstreumessung <?page no="141"?> In diesem Abschnitt wird das Prinzip der Rückstreumessung erläutert. Anschließend wird dargelegt, wie man aus dem Verlauf der Rückstreukurve die Parameter der LWL-Strecke erhält. 3.3.1 Prinzip der Rückstreumessung Die Rückstreumessung an Lichtwellenleitern mit einem optischen Rückstreumessgerät (OTDR: Optical Time Domain Reflectometer) liefert Aussagen über die Eigenschaften des verlegten Lichtwellenleiters, wie Dämpfungen, Dämpfungskoeffizienten, Störstel‐ len (Stecker, Spleiße, Unterbrechungen), deren Dämpfungen und Reflexionsdämpfun‐ gen sowie die Streckenlängen. Zur Übergabe einer neu installierten LWL-Strecke gehört eine Dokumentation durch Rückstreudiagramme und deren Auswertung mit Hilfe einer geeigneten Software. Aus dieser Dokumentation muss beispielsweise ersichtlich sein, ob die Abnahmevorschrif‐ ten oder Standards eingehalten werden. Das Prinzip der Rückstreumessung ist aus Bild 3.8 ersichtlich. Ein kurzer leistungs‐ starker Laserimpuls wird über einen Strahlteiler und den Gerätestecker in das Mess‐ objekt eingekoppelt. Der Lichtwellenleiter bewirkt aufgrund seiner physikalischen Eigenschaften Leistungsrückflüsse, die gemessen werden. Verantwortlich für die Leistungsrückflüsse sind zwei Effekte: Fresnelreflexion und Ra‐ yleighstreuung. Eine Fresnelreflexion tritt immer dann auf, wenn die Brechzahl ent‐ lang des Lichtwellenleiters unstetig ist. Das ist zum Beispiel an einem Glas-Luft-Über‐ gang am Ende der Strecke der Fall. Aber auch Steckverbindungen zwischen zwei LWL-Teilstücken erzeugen in Abhängig‐ keit von der Oberflächengestalt des Steckverbinders eine mehr oder weniger große Reflexion. Der Effekt der Fresnelreflexionen ist uns in Form von Spiegelungen an Glasoberflächen allgegenwärtig. Im Gegensatz zur Fresnelreflexion ist die Rayleighstreuung kein diskretes Ereignis, sondern tritt an jedem Ort entlang der gemessenen Strecke auf. Dadurch wird es möglich, den Lichtwellenleiter auf seiner gesamten Länge zu charakterisieren. Die Ursachen für die Rayleighstreuung sind Dichte- und Brechzahl-Fluktuationen im Glasmaterial, wobei die Rayleighstreuung mit zunehmender Dotierung des Glases ansteigt. Das Licht wird in alle Richtungen gestreut. Der Anteil, der in rückwärtiger Richtung im Lichtwellenleiter geführt wird, kann detektiert werden. 140 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="142"?> 119 Laserdiode Laserimpuls Takt Verstärker Messobjekt rückgestreute reflektierte Stecker Strahlteiler Photodiode AD-Wandler Anzeige Elektrischer Impulsgenerator digitale Signalverarbeitung Leistung Leistung Bild 3.8: Prinzip der Rückstreumessung Streueffekte begegnen uns beispielsweise an Scheinwerferstrahlen (PKW oder Leuchtturm) oder bei Lasershows: Wir können den Strahl wahrnehmen, obwohl wir nicht hineinblicken. Das ist möglich, weil durch Streueffekte an Staub- oder Feuchtigkeitsteilchen ein kleiner Anteil des Lichts seitlich austritt. Sinngemäß verhält sich das Licht im Lichtwellenleiter durch die Unregelmäßigkeiten im Glasmaterial. Der Strahlteiler in Bild 3.8 dient der Richtungstrennung von hin- und zurücklaufendem Signal. Mit Hilfe eines optischen Zirkulators kann die Richtungstrennung mit geringer Dämpfung erfolgen. Das zurück gestreute und reflektierte Licht gelangt zum Detektor, der extrem empfindlich sein muss, und das Signal wird der Auswertung zugeführt. Das Besondere an der Rückstreumesstechnik ist, es wird nicht über alle zurück fließenden Leistungen integriert, sondern entsprechend der jeweiligen Laufzeit Punkt für Punkt aufgelöst und von jedem einzelnen Ort die zurück fließende Leistung ermittelt. Moderne Messgeräte erfassen innerhalb des jeweiligen Messbereiches mindestens 32.000 Punkte. Bild 3.9: Rückstreukurve: (a) lineare Darstellung, (b) logarithmische Darstellung, (c) Mittelwertbildung Bild 3.8: Prinzip der Rückstreumessung Streueffekte begegnen uns beispielsweise an Scheinwerferstrahlen (PKW oder Leucht‐ turm) oder bei Lasershows: Wir können den Strahl wahrnehmen, obwohl wir nicht hineinblicken. Das ist möglich, weil durch Streueffekte an Staub- oder Feuchtigkeits‐ teilchen ein kleiner Anteil des Lichts seitlich austritt. Sinngemäß verhält sich das Licht im Lichtwellenleiter durch die Unregelmäßigkeiten im Glasmaterial. Der Strahlteiler in Bild 3.8 dient der Richtungstrennung von hin- und zurücklaufendem Signal. Mit Hilfe eines optischen Zirkulators kann die Richtungstrennung mit geringer Dämpfung erfolgen. Das zurück gestreute und reflektierte Licht gelangt zum Detektor, der extrem emp‐ findlich sein muss, und das Signal wird der Auswertung zugeführt. Das Besondere an der Rückstreumesstechnik ist, es wird nicht über alle zurückfließenden Leistungen integriert, sondern entsprechend der jeweiligen Laufzeit Punkt für Punkt aufgelöst und von jedem einzelnen Ort die zurückfließende Leistung ermittelt. Moderne Messgeräte erfassen innerhalb des jeweiligen Messbereiches mindestens 32.000 Punkte. 141 3.3 Optische Rückstreumessung <?page no="143"?> 119 ringer Dämpfung erfolgen. Das zurück gestreute und reflektierte Licht gelangt zum Detektor, der extrem empfindlich sein muss, und das Signal wird der Auswertung zugeführt. Das Besondere an der Rückstreumesstechnik ist, es wird nicht über alle zurück fließenden Leistungen integriert, sondern entsprechend der jeweiligen Laufzeit Punkt für Punkt aufgelöst und von jedem einzelnen Ort die zurück fließende Leistung ermittelt. Moderne Messgeräte erfassen innerhalb des jeweiligen Messbereiches mindestens 32.000 Punkte. Bild 3.9: Rückstreukurve: (a) lineare Darstellung, (b) logarithmische Darstellung, (c) Mittelwertbildung Bild 3.9: Rückstreukurve: (a) lineare Darstellung, (b) logarithmische Darstellung, (c) Mittelwertbildung Der Leistungsabfall im Lichtwellenleiter erfolgt exponentiell entsprechend Glei‐ chung (1.8) (Bild 3.9 (a)). Um ein anschauliches Resultat auf dem Monitor zu erhalten, erfolgt eine Logarithmierung (Bild 3.9 (b)). Um das sehr kleine detektierte Signal aus dem Rauschen herausheben zu können, wird die Messung viele Male wiederholt und der Mittelwert gebildet (Rauschunterdrückung) (Bild 3.9 (c)). Der Laser wird mit einer bestimmten Impulswiederholrate betrieben, die so bemessen ist, dass der nächste Impuls frühestens nach dem vollständigen Hin- und Rücklauf des vorhergehenden Impulses durch den Lichtwellenleiter ausgesandt wird. 3.3.2 Rückstreukurve als Messergebnis Bild 3.10 veranschaulicht die Rückstreukurve mit typischen Ereignissen, wobei die Or‐ dinate logarithmisch dargestellt wurde. Leistungsverhältnisse in Dezibel entsprechen Abständen in senkrechter Richtung (Gleichung (1.13)). Die Geraden-Abschnitte im Rückstreudiagramm werden durch die Rayleighstreuung verursacht, die an jedem Punkt entlang der Strecke auftritt. Die Spitzen entstehen durch Reflexionen, die diskret sind und meist deutlich größere Leistungsrückflüsse als die Rayleighstreuung bewirken. Dargestellt sind die Leistungsrückflüsse in Abhängigkeit von der Streckenlänge. Das Messgerät misst die Laufzeiten der Signale. Der Anwender möchte den Ort wissen, der zur gemessenen Laufzeit gehört. Das Messgerät rechnet Laufzeiten in Orte um und zeigt diese an (Abschnitt 3.4.1). Der Verlauf des ungestörten Lichtwellenleiters wird durch die mit der Ziffer 1 gekennzeichneten Abschnitte veranschaulich. Aus deren Neigung, also aus dem Abfall der Rayleighstreuung, schließt man auf den Dämpfungskoeffizienten. 142 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="144"?> 120 Dargestellt sind die Leistungsrückflüsse in Abhängigkeit von der Streckenlänge. Das Messgerät misst die Laufzeiten der Signale. Der Anwender möchte den Ort wissen, der zur gemessenen Laufzeit gehört. Das Messgerät rechnet Laufzeiten in Orte um und zeigt diese an (Abschnitt 3.4.1). Der Verlauf des ungestörten Lichtwellenleiters wird durch die mit der Ziffer 1 gekennzeichneten Abschnitte veranschaulich. Aus deren Neigung, also aus dem Abfall der Rayleighstreuung, schließt man auf den Dämpfungskoeffizienten. Bild 3.10: Rückstreukurve mit typischen Ereignissen Bild 3.10: Rückstreukurve mit typischen Ereignissen Voraussetzung ist, dass die Rayleighstreuung entlang des jeweiligen Streckenabschnit‐ tes konstant ist. Der Streckenabschnitt kann durch das Setzen von Cursors ausgewertet werden. Entsprechend Bild 3.11 gilt für den Dämpfungskoeffizient: α = P1/ dBm − P2/ dBm L2 − L1 in dB/ km (3.1) Voraussetzung ist, dass die Rayleighstreuung entlang des jeweiligen Streckenabschnittes konstant ist. Der Streckenabschnitt kann durch das Setzen von Cursors ausgewertet werden. Entsprechend Bild 3.11 gilt für den Dämpfungskoeffizient: km / dB in L L dBm / P dBm / P 1 2 2 1     (3.1) Bild 3.11: Ermittlung des Dämpfungskoeffizienten aus dem Abfall der Rayleighstreuung (L 1 und L 2 : Orte der Cursors, P 1 und P 2 zugehörige gestreute Leistungen) Prinzipiell kann man alle Ereignisse entlang der Rückstreukurve durch das manuelle Setzen von Cursors auswerten. Das ist aber sehr mühselig. Außerdem ergeben die automatischen Auswertealgorithmen des Messgerätes exaktere Resultate. Die Ergebnisse der Auswertung werden in der Ereignistabelle dargestellt. In dieser Tabelle werden die Ereignisse durchnummeriert und jedes Ereignis charakterisiert: Typ des Ereignisses, Ort, Dämpfungskoeffizient, Dämpfung, Reflexionsdämpfung usw. Für Routinemessungen ist eine vollautomatische Auswertung zu empfehlen. Ziffer 2 in Bild 3.10 zeigt eine negative Stufe: Das kann eine Dämpfung sein. Da nicht gleichzeitig eine Reflexion auftritt, kann es sich um einen Spleiß oder eine Makrobiegung handeln. Auch ein asymmetrischer Koppler kann eine solche Stufe verursachen. Ziffer 3 zeigt eine Reflexion ohne gleichzeitige Dämpfung: Ein solches Ereignis wird durch eine Geisterreflexion hervorgerufen. Ziffer 4 veranschaulicht die Reflexion am Ausgang des Messgerätes. Die Reflexion am Ende der Strecke entsteht durch Übergang von Glas (Brechzahl  1,5) zu Luft sein. Bild 3.11: Ermittlung des Dämpfungskoeffizienten aus dem Abfall der Rayleighstreuung (L 1 und L 2 : Orte der Cursors, P 1 und P 2 zugehörige gestreute Leistungen) Prinzipiell kann man alle Ereignisse entlang der Rückstreukurve durch das manuelle Setzen von Cursors auswerten. Das ist aber sehr mühselig. Außerdem ergeben die au‐ tomatischen Auswertealgorithmen des Messgerätes exaktere Resultate. Die Ergebnisse der Auswertung werden in der Ereignistabelle dargestellt. 143 3.3 Optische Rückstreumessung <?page no="145"?> In dieser Tabelle werden die Ereignisse durchnummeriert und jedes Ereignis charakte‐ risiert: Typ des Ereignisses, Ort, Dämpfungskoeffizient, Dämpfung, Reflexionsdämp‐ fung usw. Für Routinemessungen ist eine vollautomatische Auswertung zu empfehlen. Ziffer 2 in Bild 3.10 zeigt eine negative Stufe: Das kann eine Dämpfung sein. Da nicht gleichzeitig eine Reflexion auftritt, kann es sich um einen Spleiß oder eine Makrobiegung handeln. Auch ein asymmetrischer Koppler kann eine solche Stufe verursachen. Ziffer 3 zeigt eine Reflexion ohne gleichzeitige Dämpfung: Ein solches Ereignis wird durch eine Geisterreflexion hervorgerufen. Ziffer 4 veranschaulicht die Reflexion am Ausgang des Messgerätes. Die Reflexion am Ende der Strecke entsteht durch Übergang von Glas (Brechzahl ≈ 1,5) zu Luft (Brechzahl ≈ 1,0). Bei einem PC-Stecker ist diese Reflexion sehr groß (4a) und bei einem APC-Stecker sehr klein (4b). Ziffer 5 zeigt sowohl eine Dämpfung als auch eine Reflexion. Das ist typisch für einen PC-Stecker. Bei einem APC-Stecker kann die Spitze verschwinden. Folglich kann das Ereignis bei Ziffer 2 auch durch einen APC-Stecker hervorgerufen worden sein. Ziffer 6 zeigt eine positive Stufe. Diese hat nichts mit einem Koppelverlust oder gar einer „Verstärkung“ zu tun. Um das Ereignis zu verstehen, darf das Rückstreudiagramm nicht mit einem Pegeldiagramm verwechselt werden. Während das Pegeldiagramm den Leistungsabfall entlang der Strecke veranschaulicht (Bild 5.3), werden im Rückstreu‐ diagramm die zurück gestreuten und reflektierten Leistungen dargestellt. Verbindet man zwei Lichtwellenleiter mit unterschiedlichen Parametern, beispiels‐ weise einen Lichtwellenleiter mit geringerer Dotierung mit einem Lichtwellenleiter mit höherer Dotierung, kann eine positive Stufe entstehen, da der zweite Lichtwellenleiter das Licht stärker streut. Wird das gleiche Ereignis aus der entgegengesetzten Richtung gemessen, entsteht eine entsprechend große negative Stufe. Diese Stufe hat nichts mit einer Dämpfung an der Koppelstelle, sondern mit Parametertoleranzen zu tun! Somit kann das Ereignis 2 auch durch Parametertoleranzen verursacht worden sein. Prinzipiell jede Stufe im Rückstreudiagramm setzt sich aus zwei Anteilen zusammen: Einem Anteil, der tatsächlich durch eine Dämpfung hervorgerufen wird und einem Anteil bedingt durch Toleranzen zwischen den gekoppelten Lichtwellenleitern. Bei der Auswertung des Rückstreudiagramms sind nur die Dämpfungen an den diskreten Ereignissen interessant, nicht die Effekte, die durch Parametertoleranzen entstehen. Dieser Anteil an der Stufe muss eliminiert werden. Das ist möglich, indem man von beiden Seiten misst und den Mittelwert bildet. 144 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="146"?> Oft hört man das Argument, dass eine Messung aus nur einer Richtung ausreichend sei, weil die Strecke nur in einer Richtung betrieben wird. Das ist falsch! Für exakte Resultate ist stets eine bidirektionale Messung erforderlich (Abschnitt 3.4.2). Die Tatsache, dass nur von einer Seite gemessen werden muss, wurde stets als ein besonderer Vorteil der Rückstreumessung im Vergleich zur Dämpfungsmessung herausgestellt. Auf diesen Vorteil muss verzichtet werden, wenn man genaue Resultate erhalten möchte. Die Messung aus beiden Richtungen kann eine Person allein bewäl‐ tigen, sofern auf einen Nachlauf-LWL verzichtet wird. Insofern ist die Rückstreumessung immer noch vorteilhafter als die herkömmliche Dämpfungsmessung, die stets zwei Personen erfordert. Arbeitet man nicht nur mit Vor-, sondern auch mit Nachlauf-LWL, muss aber auch dieser Vorteil aufgegeben werden, da dann eine zweite Person am Ende der Strecke benötigt wird. Die Leistung des Laserimpulses kann 10 mW bis 1 W betragen und die Impulswieder‐ holrate liegt bei einigen kHz. Der eingekoppelte Laserimpuls hat stets eine endliche Dauer. Das entspricht einer endlichen Länge des Impulszuges. Eine Impulsdauer von 5 ns entspricht etwa einer Impulslänge von 1 m. Das heißt, es wird ein ca. 1 m langer Abschnitt im Lichtwellen‐ leiter beleuchtet. Trifft der Impulszug auf ein diskretes Ereignis, beispielsweise eine Reflexion, benötigt er eine bestimmte Zeitdauer, um es zu durchlaufen. So wird dieses Ereignis im Rück‐ streudiagramm nicht als Nadelimpuls dargestellt, sondern es hat stets eine endliche Flankensteilheit. Die jeweilige Flankensteilheit ergibt sich aus der Impulslänge. Kurze Impulse ermöglichen eine steile Flanke und damit ein hohes Auflösungsvermö‐ gen. Eng benachbarte Ereignisse können getrennt werden. Bei langen Impulsen ist das Auflösungsvermögen schlecht. Mit einem kurzen Impuls wird nur eine geringe Leistung in den Lichtwellenleiter gekoppelt. Die Dynamik und damit die messbare Streckenlänge sind begrenzt. Durch Vergrößerung der Impulslänge lässt sich auf Kosten des Auflösungsvermögens die Dynamik erhöhen. Dann ist die Rayleighstreuung größer (jeder Impuls trägt eine höhere Energie) und damit sind auch die detektierbaren Strecken länger. Bild 3.12 zeigt ein reales Rückstreudiagramm. Die gemessene Strecke betrug mehr als 100 km und die Dämpfung mehr als 27 dB. Man erkennt, dass am Ende der Strecke das Messgerät an seine Grenzen stößt. Der Einfluss des Rauschens macht sich zunehmend bemerkbar, so dass am Streckenende keine vernünftige Auswertung mehr möglich ist. Durch Erhöhung der Messzeit (das heißt der Anzahl der Mittelungen) kann die Kurve geglättet werden. Allerdings ist die Messzeit ein wichtiger Kostenfaktor. Eine große Messzeit ist sinnvoll, wenn man einen Fehler sucht und besonders viele Informationen aus der Messkurve herausholen möchte. Für eine routinemäßige Messung sollte eine 145 3.3 Optische Rückstreumessung <?page no="147"?> kürzere Messzeit reichen, vor allem wenn viele Fasern zu messen sind. Allerdings bedeutet eine kürzere Messzeit Verlust an Dynamik. In den Datenblättern wird die Definition der Dynamik stets auf eine Messzeit von drei Minuten bezogen. Tatsächlich wird meist eine deutlich kleinere Messzeit gewählt. Eine andere Möglichkeit, die Messkurve am Ende der Strecke zu glätten ist die Messung mit einer größeren Impulslänge, was aber auf Kosten des Auflösungsvermögens geht. 123 zunehmend bemerkbar, so dass am Streckenende keine vernünftige Auswertung mehr möglich ist. Durch Erhöhung der Messzeit (das heißt der Anzahl der Mittelungen) kann die Kurve geglättet werden. Allerdings ist die Messzeit ein wichtiger Kostenfaktor. Eine große Messzeit ist sinnvoll, wenn man einen Fehler sucht und besonders viele Informationen aus der Messkurve herausholen möchte. Für eine routinemäßige Messung sollte eine kürzere Messzeit reichen, vor allem wenn viele Fasern zu messen sind. Allerdings bedeutet eine kürzere Messzeit Verlust an Dynamik. In den Datenblättern wird die Definition der Dynamik stets auf eine Messzeit von drei Minuten bezogen. Tatsächlich wird meist eine deutlich kleinere Messzeit gewählt. Eine andere Möglichkeit, die Messkurve am Ende der Strecke zu glätten ist die Messung mit einer größeren Impulslänge, was aber auf Kosten des Auflösungsvermögens geht. Bild 3.12: Reales Rückstreudiagramm (Quelle: Wavetek) Bild 3.12: Reales Rückstreudiagramm (Quelle: Wavetek) Die beste Lösung ist, mit einem OTDR-Modul mit hoher Dynamik zu messen. Für die Singlemode-Technik werden Module mit unterschiedlicher Dynamik und entspre‐ chend unterschiedlichen Preisen angeboten. Die Dynamik ist die Differenz in Dezibel zwischen der eingekoppelten Leistung und der Leistung, bei der der Empfänger ein Signal-Rausch-Verhältnis von 1: 1 misst, bei einer Messzeit von drei Minuten und der maximal spezifizierten Impulslänge. Beispiel: Modul mit 45 dB Dynamik bei einer Impulslänge von 10 µs. Zur Erkennung eines Faserbruchs muss das Signal mindestens 3 dB über dem Rauschen liegen. Zur Erkennung einer Spleißdämpfung von 0,1 dB / 0,05 dB / 0,02 dB am Ende der Strecke muss das Signal mindestens 8,5 dB / 10 dB / 12 dB über dem Rauschen liegen. Die nutzbare Dynamik reduziert sich um diesen Betrag. Reduziert man die Messzeit von drei Minuten auf 30 Sekunden, verringert sich die Dynamik um weitere 4 dB. Die angegebene Dynamik bezieht sich auf die maximale Impulslänge, im Beispiel 10 µs. Das bedeutet: Wenn man eine Strecke mit einem 45 dB-Modul misst, eine Messzeit von 146 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="148"?> 30 Sekunden einstellt und eine Spleißdämpfung von 0,02 dB am Ende der Strecke noch erkennen möchte, reduziert sich die nutzbare Dynamik bei maximaler Impulslänge auf 45 dB - 12 dB - 4 dB = 29 dB! Bei geringerer Impulslänge verringert sich die Dynamik weiter. Reduziert man die Impulslänge von 10 µs auf 1 µs (Auflösungsvermögen 100 m), reduziert sich die Dynamik noch mal um 10 dB: verbleibende Dynamik: 19 dB. Reduziert man die Impulslänge auf 100 ns (Auflösungsvermögen 10 m), verringert sich die Dynamik um weitere 10 dB: verbleibende Dynamik 9 dB. Für die Messung sollte ein Modul mit hoher Dynamik gewählt werden. So kann man eine geringe Messzeit, eine hohe Genauigkeit, ein großes Auflösungsvermögen und einen großen Messbereich realisieren. Bei Messung mit zu geringer Dynamik ist die Strecke am Ende verrauscht und kleine Ereignisse können nicht erkannt bzw. ausgewertet werden. Das macht sich wegen des höheren Dämpfungskoeffizienten bei 1310 nm eher bemerkbar als bei 1550 nm. Ist ein APC-Stecker am Streckenende, wird dieser unter Umständen nicht erkannt und eine zu geringe Streckenlänge angezeigt. Impulslänge und Messzeit sollten so eingestellt werden, dass am Ende der Strecke die Kurve noch mindestens 12 dB über dem Rauschen liegt. Dann ist die Kurve auch am Ende der Strecke noch hinreichend glatt um kleine Spleiße erkennen und auswerten zu können. In Bild 3.12 sind weiterhin Reflexionen (einschließlich Anfangs- und Endreflexion) und Dämpfungsstufen erkennbar. Wegen der langen Impulse erscheinen die Stufen schräg. Etwa in der Mitte des Diagramms ist ein Stück Lichtwellenleiter mit höherer Rayleigh‐ streuung ersichtlich. Erkennbar an der positiven Stufe am Anfang und an der negativen Stufe am Ende dieser Strecke. Dieser LWL-Abschnitt mindert nicht die Qualität der Gesamtstrecke! Die Ursache sind unterschiedliche Faserparameter. Das Rückstreudiagramm zeigt den dekadischen Logarithmus des Verhältnisses von eingekoppelter zu zurückfließender Leistung als Funktion der LWL-Länge an. Die tatsächlich vom Rückstreumessgerät ermittelte Dämpfung ist doppelt so hoch, da der Lichtwellenleiter zweimal durchlaufen wird. Das heißt, es wird nur die Hälfte der gemessenen Dämpfung angezeigt! Auch jedes diskrete Ereignis wird vom Laserimpuls zweimal durchlaufen, sowohl in Hinals auch in Rückrichtung. Der Laserimpuls wird geschwächt, entsprechend der Dämpfung in Hin- und in Rückrichtung. Das bedeutet, dass nur der Mittelwert der Dämpfung des Ereignisses gemessen werden kann. Hat beispielsweise eine Verbindung zwischen zwei Multimode-LWL mit unterschied‐ lichen Parametern in einer Richtung gar keinen Koppelverlust und in der anderen 147 3.3 Optische Rückstreumessung <?page no="149"?> Richtung einen Verlust von 2 dB, so wird im Rückstreudiagramm eine Stufe von 1 dB angezeigt. 3.3.3 Interpretation der Ereignistabelle Die Rückstreukurve wird vollautomatisch ausgewertet und das Ergebnis in der Ereig‐ nistabelle dargestellt. Bild 3.13 zeigt das Ergebnis einer Rückstreumessung am Beispiel einer Strecke bestehend aus drei Faserabschnitten und verbunden mit zwei APC-Ste‐ ckern. In der ersten Spalte der Ereignistabelle werden die Ereignisse durchnummeriert. Die zweite Spalte zeigt den jeweiligen Ort. Die dritte Spalte veranschaulicht die Länge des jeweiligen Faserabschnittes und den Typ des Ereignisses. Die drei Längen wurden mit L 1 , L 2 und L 3 gekennzeichnet. Die Summe aus diesen Längen ergibt den Ort entsprechend der zweiten Spalte. In der vierten Spalte der Ereignistabelle stehen die Dämpfungen in Dezibel der einzelnen Ereignisse: ■ L 1 ∙α 1 = 0,782 dB: Dämpfung des ersten Faserabschnittes ■ St 2 = 0,298 dB: Dämpfung des Steckers am Ereignis 2 ■ L 2 ∙α 2 = 0,459 dB: Dämpfung des zweiten Faserabschnittes ■ St 3 = 0,128 dB: Dämpfung des Steckers am Ereignis 3 ■ L 3 ∙α 3 = 2,028 dB: Dämpfung des dritten Faserabschnittes Die fünfte Spalte zeigt die Reflexionsgrade, sofern es sich um ein reflektieren‐ des Ereignis handelt. Das sind die negativen Werte der Reflexionsdämpfungen (Ab‐ schnitt 3.3.4). Die Reflexionsdämpfungen sind sehr hoch, so dass keine Reflexionsspit‐ zen an den Ereignissen 2 und 3 erkennbar sind. Die sechste Spalte zeigt die Dämpfungskoeffizienten (Dämpfungsbelag) der jeweili‐ gen Abschnitte. 148 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="150"?> 126 Bild 3.13: Ereignistabelle bei Auswertung mit Software von EXFO Die siebente Spalte summiert die einzelnen Dämpfungsbeiträge (Fasern, Stecker) entsprechend der vierten Spalte auf. Als Gesamtdämpfung ergibt sich 3,694 dB. Fasst man den ersten Lichtwellenleiter als Vorlauf-LWL und den letzten Lichtwellenleiter als Nachlauf-LWL auf (die Längen von Vor- und Nachlauf-LWL sind tatsächlich deutlich geringer), so erhält man die Dämpfung der Strecke (hier: zweiter Faserabschnitt) plus ersten und letzten Stecker, indem man von der Gesamtdämpfung die Dämpfung des ersten und des letzten Lichtwellenleiters subtrahiert: 3,694 dB - 0,782 dB - 2,028 dB = 0,887 dB. Das heißt aus der Rückstreukurve kann die Dämpfung der Strecke einschließlich ersten und letzten Stecker (nach bidirektionaler Messung) berechnet werden. Eine explizite Dämpfungsmessung ist nicht erforderlich. Entsprechend DIN EN 61280-4-2 ist das generell für Singlemode-LWL zulässig. Bild 3.13: Ereignistabelle bei Auswertung mit Software von EXFO Die siebente Spalte summiert die einzelnen Dämpfungsbeiträge (Fasern, Stecker) entsprechend der vierten Spalte auf. Als Gesamtdämpfung ergibt sich 3,694 dB. Fasst man den ersten Lichtwellenleiter als Vorlauf-LWL und den letzten Lichtwel‐ lenleiter als Nachlauf-LWL auf (die Längen von Vor- und Nachlauf-LWL sind tatsächlich deutlich geringer), so erhält man die Dämpfung der Strecke (hier: zwei‐ ter Faserabschnitt) plus ersten und letzten Stecker, indem man von der Gesamt‐ dämpfung die Dämpfung des ersten und des letzten Lichtwellenleiters subtrahiert: 3,694 dB - 0,782 dB - 2,028 dB = 0,887 dB. Das heißt aus der Rückstreukurve kann die Dämpfung der Strecke einschließlich ersten und letzten Stecker (nach bidirektionaler Messung) berechnet werden. Eine explizite 149 3.3 Optische Rückstreumessung <?page no="151"?> Dämpfungsmessung ist nicht erforderlich. Entsprechend DIN EN 61280-4-2 ist das generell für Singlemode-LWL zulässig. Bei Messung an Multimode-LWL erhält man nur richtige Ergebnisse, wenn es sich durchgehend um den gleichen Fasertyp handelt. Die Genauigkeit der Ermittelung der Dämpfung mit der optischen Rückstreumessung ist geringer, als wenn man die Dämpfung mit einem Sender und Empfänger misst. 3.3.4 Reflektierende Ereignisse Neben den gestreuten Signalen gelangen auch reflektierte Signale zurück zum Emp‐ fänger. Reflexionen treten auf, wenn entlang der Übertragungsstrecke die Brechzahl unstetig ist (Brechzahlsprung). Die Reflexion R ist das Verhältnis von reflektierter Leistung P R zu der an der Reflexi‐ onsstelle auftreffenden Leistung P 0 . Sie berechnet sich für senkrechten Einfall nach Fresnel aus: R = PR P0 = n1 − n0 n1 + n0 2 (3.2) Die Reflexionsdämpfung a R ergibt sich aus dem Verhältnis von an der Reflexionsstelle ankommender Leistung P 0 und reflektierter Leistung P R : a R = 10lg P0 PR = 10lg 1 R = ‐10lgR in dB (3.3) Der Reflexionsgrad g R wird reziprok definiert: g R = 10lg PR P0 in dB => g R = −a R (3.4) Am Ende der Übertragungsstrecke ändert sich die Brechzahl von Glas n 1 ≈ 1,5 zu Luft n 0 ≈ 1. Mit den Gleichungen (3.2) und (3.3) folgt daraus eine Reflexionsdämpfung von etwa 14 dB. Dieser Wert liegt 25 dB bis 60 dB unter den üblichen Rayleighstreudämp‐ fungen. Ereignis Reflexionsdämpfung senkrecht gebrochenes LWL-Ende 14 dB zerkratzte Oberfläche, schlechter Bruch (20…40) dB PC-PC-Steckerübergang (physischer Kontakt) (30…60) dB offener Schrägschliff-Stecker (8°) ≈ 56 dB offener Schrägschliff-Stecker (9°) ≈ 67 dB Brechzahldifferenz 0,001 69 dB APC-APC-Steckerübergang > 70 dB Tab. 3.3: Größenordnungen typischer reflektierender Ereignisse 150 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="152"?> 1.44 1Strecke = ∑ ⋅ 1 2 √ wobei = 5.4 St = ⋅ + ⋅ Splei ß + ⋅ Stecker + Komponente + Res 5.10 = ⋅ 6.6 ( ) = ( ) ⋅ (2 ( )+ ( )) ( ) =1 3.6 = =1 =1 = 0 10 / 10 3.7 10 / 10 = 10 / 10 3.8 = −10 10 / 10 =1 =1 1.44 1Strecke = ∑ ⋅ 1 2 √ wobei = 5.4 St = ⋅ + ⋅ Splei ß + ⋅ Stecker + Komponente + Res 5.10 = ⋅ 6.6 ( ) = ( ) ⋅ (2 ( )+ ( )) ( ) =1 3.6 = =1 =1 = 0 10 / 10 3.7 10 / 10 = 10 / 10 3.8 = −10 10 / 10 =1 =1 1.44 1Strecke = ∑ ⋅ 1 2 √ wobei = 5.4 St = ⋅ + ⋅ Splei ß + ⋅ Stecker + Komponente + Res 5.10 = ⋅ 6.6 (2 ( )+ ( )) ( ) =1 3.6 = =1 =1 = 0 10 / 10 3.7 10 / 10 = 10 / 10 3.8 = −10 10 / 10 =1 =1 Reflexionsspitzen ragen meist weit über die Rückstreukurve hinaus und können gesättigt sein. Aber auch kleinere Reflexionen bewirken Spitzen, die deutlich über der Rückstreukurve liegen und problemlos erkannt werden können (Tabelle 3.3). Bei kurzen Impulslängen und großen Wellenlängen, also bei hohen Rayleighstreu‐ dämpfungen, sind auch noch sehr kleine Reflexionen erkennbar. Werden zwei Lichtwellenleiter mit unterschiedlichen Kernbrechzahlen (bedingt durch unterschiedliche Fasertypen) miteinander verspleißt, kann die Brechzahldifferenz eine minimale Reflexion bewirken (vergleiche vorletzte Zeile in Tabelle 3.3). Der Spleiß erscheint dann im Rückstreudiagramm mit einer winzigen Spitze und bedeutet keinen Mangel der Spleißverbindung. 3.3.5 Überlagerung mehrerer Reflexionen Durch Auflösen nach P R ergibt sich aus Gleichung (3.3) P R = P 0 ⋅ 10 −aR / 10 (3.5) Die gesamte reflektierte Leistung ist die Summe der einzelnen reflektierten Leistungen: (3.6) Nach Division durch P 0 und Ersetzen durch Gleichung (3.5) folgt: (3.7) Durch Logarithmieren und Auflösen nach a R folgt: (3.8) Für den Spezialfall, dass alle Reflexionen gleich groß sind (a R1 = a R2 = … = a RN ) ergibt sich: a R = − 10lg N ⋅ 10 −aR1/ 10 = − 10 lgN − a R1 / 10 (3.9) 151 3.3 Optische Rückstreumessung <?page no="153"?> Daraus folgt: a R = a R1 − 10lgN in dB (3.10) Beispiel: Zehn Reflexionen á 40 dB summieren sich zu 30 dB: a R1 = 40 dB; N = 10: a R = 40 dB - 10∙lg10 = 40 dB - 10 dB = 30 dB. 3.3.6 Zusammenfassung Die Rückstreumessung ist ein universelles Verfahren. Gestreute und reflektierte Leis‐ tungen können mit hoher räumlicher Auflösung gemessen werden. Das Ergebnis der Rückstreumessung ist eine Rückstreukurve und eine Ereignistabelle. Die Rückstreu‐ kurve liefert eine anschauliche Darstellung des Dämpfungs- und Reflexionsverhaltens des Lichtwellenleiters. Die Ereignistabelle wertet die Ereignisse quantitativ aus. Leistungen werden durch Unregelmäßigkeiten der Glasstruktur gestreut. Reflexionen entstehen an Inhomogenitäten der Brechzahl entlang der LWL-Strecke. Die reflektier‐ ten Leistungen sind meist wesentlich größer als die zurück gestreuten Leistungen und damit deutlich im Rückstreudiagramm erkennbar. Zur Erzielung eines hohen Auflösungsvermögens, einer geringen Messzeit und zur Ausmessung einer möglichst langen Strecke wird ein OTDR-Modul mit hoher Dynamik benötigt. 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen In diesem Abschnitt werden die Informationen, die die Rückstreukurve liefert, genauer analysiert. Es werden die Längenmessung und die Dämpfungsmessung mit Hilfe der Rückstreumesstechnik erläutert. Im Weiteren wird darauf eingegangen, wie Toleran‐ zen der Parameter der Lichtwellenleiter die Rückstreukurve beeinflussen. Es wird gezeigt, wie man den Einfluss der Toleranzen auf das Messergebnis reduzieren kann, um zu zuverlässigen Aussagen über die Eigenschaften der LWL-Strecke zu kommen. 3.4.1 Interpretation der Rückstreukurve 3.4.1.1 Längenmessung Auf der Abszisse im Rückstreudiagramm wird die LWL-Länge L aufgetragen (Bild 3.10), die aus der gemessenen Signallaufzeit t berechnet wird. Bei der Berechnung ist zu beachten, dass die Strecke doppelt durchlaufen wird: 152 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="154"?> v gr = 2L t (3.11) Die Ausbreitungsgeschwindigkeit ist die Gruppengeschwindigkeit v gr im LWL-Kern und wird durch die Gruppenbrechzahl n gr bestimmt: v gr = c ngr (3.12) Durch Gleichsetzen ergibt sich: L = t 2 c ngr (3.13) Bei der Fehlerlokalisierung, aber auch für die Bestimmung des Aufmaßes muss der Ort entlang der Strecke exakt ermittelt werden können. Hierfür wird die Gruppenbrechzahl benötigt. Die Gruppenbrechzahl des LWL-Kernes muss vom Lieferanten der Fasern bzw. Kabel erfragt werden. Sie kann dann am Rückstreumessgerät eingestellt werden. Liegen keine Informationen über diese Brechzahlen vor, sind näherungsweise die Werte entsprechend Tabelle 3.4 zu verwenden. LWL-Typ Gruppenbrechzahl nach DIN ISO/ IEC 14763-3 DIN EN 61280-1 850 nm Multimode 50 µm 1,490 1,4835 850 nm Multimode 62,5 µm 1,496 1300 nm Multimode 50 µm 1,486 1,4785 1300 nm Multimode 62,5 µm 1,491 1310 nm Standard-SM-LWL 1,467 - 1383 nm Standard-SM-LWL 1,467*) - 1550 nm Standard-SM-LWL 1,468 - 1625/ 1650 nm Standard-SM-LWL 1,469**) - Tab. 3.4: Empfohlene Gruppenbrechzahlen *) nicht genormt **) entsprechend DIN EN 61280-4-2 Umgekehrt kann aus einer bekannten Faserlänge auf die Gruppenbrechzahl geschlos‐ sen werden: Dabei setzt man den Cursor auf das Ende der Strecke und liest die angezeigte Länge ab. Dann wird die Einstellung der Brechzahl derart verändert, dass die angezeigte Länge mit der bekannten Länge übereinstimmt. So können die Brechzahlen einzelner Teilabschnitte ermittelt werden. Bei der Längenmessung muss zwischen Faserlänge und Kabellänge unterschieden werden. Das LWL-Kabel enthält eine Faserüberlänge (Verseilzuschlag), die bewirkt, dass die Faser lose im Kabel liegt. 153 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen <?page no="155"?> Das ist erforderlich, damit bei Biegung des Kabels die Faser nicht reißt. Außerdem benötigt man den Verseilzuschlag wegen unterschiedlicher thermischer Ausdehnungs‐ koeffizienten von Kabelmaterialien und Faser. Der Verseilzuschlag hängt stark von der Art der Verseilung und von der Anzahl der Fasern im Kabel ab. Er liegt meist unter 1 %, kann aber bei speziellen Kabeln deutlich darüber liegen. Bei größeren Streckenlängen muss der Unterschied zwischen Kabel‐ länge und Faserlänge beachtet werden. Die Kabellänge kann anhand der Markierung auf dem Kabelmantel ermittelt werden. Bei einem Verseilzuschlag von einem Prozent enthält ein 1000 m langes Kabel eine 1010 m lange Faser. Das Licht durchläuft in der gleichen Zeit 1010 m Faser, aber nur 1000 m Kabel. Die effektive Gruppenbrechzahl des Kabels ist um den Faktor des Verseilzuschlages größer als die der Faser. Für eine genaue Lokalisierung des fehlerhaften Ortes legt man die Kabellänge zu‐ grunde, da deren Länge dem tatsächlichen Abstand zwischen Messort und Ort des Fehlers entspricht. Die Gruppenbrechzahl des Kabels kann ermittelt werden, wenn die exakte Kabel‐ länge bekannt ist. Diese erhält man aus dem Zählstreifen im Kabel oder dem Kabelaufdruck. Dann wird eine Rückstreumessung gemacht, der Cursor auf das Ende der Strecke gesetzt (an den Punkt, ehe der Reflexionspeak ansteigt) und die Brechzahl derart verstellt, dass die angezeigte Länge mit der bekannten Kabellänge übereinstimmt. So kann man die Kabelbrechzahl ermitteln ohne Kenntnis der Gruppenbrechzahl des Glasfaserkernes und ohne Kenntnis des Verseilzuschlages. Diese Kabelbrechzahl wird zusammen mit dem Messprotokoll hinterlegt. Im Havariefall stellt man vor der Messung die Kabelbrechzahl ein und erhält den tatsächlichen Ort des Ereignisses. Für die Längenmessung gilt entsprechend DIN ISO/ IEC 14763-3 (Bild 3.14): ■ Die effektive Gruppenbrechzahl des Faserkerns ist richtig einzustellen. ■ Die Cursors sind dort zu setzen, wo der Reflexionspeak ansteigt. Besser: automa‐ tische Auswertefunktion des Rückstreumessgerätes nutzen. ■ Ein Nachlauf-LWL ist nicht erforderlich. ■ Bei APC-Stecker hinter Vorlaufprüfschnur kann der Reflexionspeak verschwin‐ den. 154 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="156"?> 131 ln ohne Kenntnis der Gruppenbrechzahl des Glasfaserkernes und ohne Kenntnis des Verseilzuschlages. Diese Kabelbrechzahl wird zusammen mit dem Messprotokoll hinterlegt. Im Havariefall stellt man vor der Messung die Kabelbrechzahl ein und erhält den tatsächlichen Ort des Ereignisses. Für die Längenmessung gilt entsprechend DIN ISO/ IEC 14763-3 (Bild 3.14):  Die effektive Gruppenbrechzahl des Faserkerns ist richtig einzustellen.  Die Cursors sind dort zu setzen, wo der Reflexionspeak ansteigt. Besser: automatische Auswertefunktion des Rückstreumessgerätes nutzen.  Ein Nachlauf-LWL ist nicht erforderlich.  Bei APC-Stecker hinter Vorlaufprüfschnur kann der Reflexionspeak verschwinden. Vorlaufprüfschnur Leistung in dBm Streckenlänge Kabelanlage Länge der Kabelanlage OTDR Bild 3.14: Längenmessung Bild 3.14: Längenmessung 3.4.1.2 Dämpfungsmessung An der Ordinate der Rückstreukurve werden zurückfließende Leistungen in dBm abgelesen (Pegel). Die angezeigten Werte entsprechen nur der Hälfte der tatsächlichen Dämpfung, da die Strecke zweimal durchlaufen und das Signal tatsächlich doppelt gedämpft wird. So werden die Dämpfungen der Stufen im Rückstreudiagramm, aber auch die Neigung der Rückstreukurve richtig angezeigt. Ebenso der Dämpfungskoeffizient, der sich aus dem Dämpfungsabfall bezogen auf die LWL-Länge ergibt (Gleichung (3.1) und Bild 3.11). Die Reflexionsspitzen über dem Rückstreusignal werden allerdings nur mit halber Höhe dargestellt, da dieser Teil des Kurvenverlaufs auch durch zwei dividiert wird. Die Dämpfungsstufen werden vom Rückstreumessgerät automatisch ausgewertet. Dabei wird meist so vorgegangen, dass in die Messkurve vor und hinter dem Ereignis je‐ weils eine Ausgleichsgerade gelegt wird (Minimierung der quadratischen Abweichung aller Messpunkte: LSA-Methode, Fünf-Punkt-Methode) und diese Geraden bis zum Ort des Ereignisses extrapoliert werden. Der Abstand der Geraden ist dann die (scheinbare) Dämpfung a (Bild 3.15). So werden Schwankungen der Messwerte durch Rauscheffekte eliminiert. 155 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen <?page no="157"?> 132 Die Reflexionsspitzen über dem Rückstreusignal werden allerdings nur mit halber Höhe dargestellt, da dieser Teil des Kurvenverlaufs auch durch zwei dividiert wird. Die Dämpfungsstufen werden vom Rückstreumessgerät automatisch ausgewertet. Dabei wird meist so vorgegangen, dass in die Messkurve vor und hinter dem Ereignis jeweils eine Ausgleichsgerade gelegt wird (Minimierung der quadratischen Abweichung aller Messpunkte: LSA-Methode, Fünf-Punkt-Methode) und diese Geraden bis zum Ort des Ereignisses extrapoliert werden. Der Abstand der Geraden ist dann die (scheinbare) Dämpfung a (Bild 3.15). So werden Schwankungen der Messwerte durch Rauscheffekte eliminiert. (a) (b) a a Bild 3.15: Messung einer Dämpfung (a) ohne bzw. (b) mit Reflexion 3.4.2 Auswertung problematischer Rückstreudiagramme 3.4.2.1 Prinzip der bidirektionalen Messung Werden zwei Lichtwellenleiter mit identischen Parametern miteinander gekoppelt, so ist aus der Stufe im Rückstreudiagramm unmittelbar die Dämpfung ablesbar. Haben die miteinander gekoppelten Lichtwellenleiter unterschiedliche Parameter, so addieren sich zu den negativen Stufen durch Koppelverluste positive oder negative Stufen bedingt durch Toleranzen der LWL-Parameter. Die Stufe zeigt also mehr als nur die Qualität des Spleißes oder des Steckers! Bild 3.15: Messung einer Dämpfung (a) ohne bzw. (b) mit Reflexion 3.4.2 Auswertung problematischer Rückstreudiagramme 3.4.2.1 Prinzip der bidirektionalen Messung Werden zwei Lichtwellenleiter mit identischen Parametern miteinander gekoppelt, so ist aus der Stufe im Rückstreudiagramm unmittelbar die Dämpfung ablesbar. Haben die miteinander gekoppelten Lichtwellenleiter unterschiedliche Parameter, so addieren sich zu den negativen Stufen durch Koppelverluste positive oder negative Stufen bedingt durch Toleranzen der LWL-Parameter. Die Stufe zeigt also mehr als nur die Qualität des Spleißes oder des Steckers! Dieser Effekt tritt vor allem bei der Kopplung von Multimode-LWL mit unterschiedli‐ chen Dotierungen (unterschiedliche Dämpfungsklassen) auf. Beim Singlemode-LWL entstehen die Stufen vor allem durch Toleranzen in den Modenfelddurchmessern (Abschnitt 3.4.3). Die beiden Einflüsse auf die Stufe (Dämpfung, Parametertoleranz) kann man trennen, wenn man bidirektional misst. Das wird im Folgenden gezeigt. Hierfür werden zwei idealisierte Fälle betrachtet. Bild 3.16 (a) zeigt das Rückstreudiagramm von zwei Lichtwellenleitern mit identischen Parametern und folglich identischem Rückstreuverhalten. Diese beiden Lichtwellen‐ leiter werden über einen schlechten Spleiß miteinander verbunden. Es ergibt sich ein Koppelverlust zwischen den beiden Lichtwellenleitern, der als negative Stufe im Rückstreudiagramm erscheint, sowohl wenn von A nach B (Bild 3.16 (b)) als auch wenn von B nach A (Bild 3.16 (c)) gemessen wird. Dieser Effekt tritt vor allem bei der Kopplung von Multimode-LWL mit unterschiedlichen Dotierungen (unterschiedliche Dämpfungsklassen) auf. Beim Singlemode-LWL entstehen die Stufen vor allem durch Toleranzen in den Modenfelddurchmessern (Abschnitt 3.4.3). Die beiden Einflüsse auf die Stufe (Dämpfung, Parametertoleranz) kann man trennen, wenn man bidirektional misst. Das wird im Folgenden gezeigt. Hierfür werden zwei idealisierte Fälle betrachtet. Bild 3.16 (a) zeigt das Rückstreudiagramm von zwei Lichtwellenleitern mit identischen Parametern und folglich identischem Rückstreuverhalten. Diese beiden Lichtwellenleiter werden über einen schlechten Spleiß miteinander verbunden. Es ergibt sich ein Koppelverlust zwischen den beiden Lichtwellenleitern, der als negative Stufe im Rückstreudiagramm erscheint, sowohl wenn von A nach B (Bild 3.16 (b)) als auch wenn von B nach A (Bild 3.16 (c)) gemessen wird. LWL 1 LWL 1 LWL 2 LWL 2 LWL 2 A B B A (a) (b) (c) LWL 1 Bild 3.16: Kopplung zweier Lichtwellenleiter mit identischer Rayleighstreuung schlechter Spleiß Der zweite idealisierte Fall veranschaulicht das Rückstreudiagramm von zwei Lichtwellenleitern mit unterschiedlichen Rayleighstreuungen. Lichtwellenleiter 1 hat eine größere Rayleighstreuung als Lichtwellenleiter 2. Entsprechend liegt die Rückstreukurve des ersten Lichtwellenleiters höher als die des zweiten (Bild 3.17 (a)). Alle anderen Parameter sind identisch (keine intrinsischen Verluste), und die Verbindung ist ideal (keine extrinsischen Verluste). Bild 3.16: Kopplung zweier Lichtwellenleiter mit identischer Rayleighstreuung schlechter Spleiß 156 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="158"?> Der zweite idealisierte Fall veranschaulicht das Rückstreudiagramm von zwei Licht‐ wellenleitern mit unterschiedlichen Rayleighstreuungen. Lichtwellenleiter 1 hat eine größere Rayleighstreuung als Lichtwellenleiter 2. Entsprechend liegt die Rückstreukurve des ersten Lichtwellenleiters höher als die des zweiten (Bild 3.17 (a)). Alle anderen Parameter sind identisch (keine intrinsischen Verluste), und die Verbindung ist ideal (keine extrinsischen Verluste). Beim Übergang vom Lichtwellenleiter 1 zum Lichtwellenleiter 2 (A nach B) (Bild 3.17 (b)) entsteht eine negative Stufe infolge der unterschiedlichen Rayleighstreuungen. 133 LWL 1 LWL 1 LWL 2 LWL 2 LWL 2 B B A (a) (b) (c) LWL 1 Bild 3.16: Kopplung zweier Lichtwellenleiter mit identischer Rayleighstreuung schlechter Spleiß Der zweite idealisierte Fall veranschaulicht das Rückstreudiagramm von zwei Lichtwellenleitern mit unterschiedlichen Rayleighstreuungen. Lichtwellenleiter 1 hat eine größere Rayleighstreuung als Lichtwellenleiter 2. Entsprechend liegt die Rückstreukurve des ersten Lichtwellenleiters höher als die des zweiten (Bild 3.17 (a)). Alle anderen Parameter sind identisch (keine intrinsischen Verluste), und die Verbindung ist ideal (keine extrinsischen Verluste). Beim Übergang vom Lichtwellenleiter 1 zum Lichtwellenleiter 2 (A nach B) (Bild 3.17 (b)) entsteht eine negative Stufe infolge der unterschiedlichen Rayleighstreuungen. LWL 1 LWL 1 LWL 2 LWL 2 LWL 2 LWL 1 A A B B (a) (b) (c) Bild 3.17: Kopplung zweier Lichtwellenleiter mit unterschiedlicher Rayleighstreuung, idealer Spleiß Bild 3.17: Kopplung zweier Lichtwellenleiter mit unterschiedlicher Rayleighstreuung, idealer Spleiß Misst man in entgegengesetzter Richtung von B nach A (Bild 3.17 (c)), entsteht eine gleich große positive Stufe, da der Unterschied in den Rayleighstreuungen in entgegengesetzter Richtung gemessen wird. In der Realität überlagern sich Parametertoleranzen und Koppelverluste. Folglich addieren sich auch die Effekte von Bild 3.16 und 3.17. Eine Eliminierung des Einflusses der Parametertoleranzen ist möglich durch Messung von A nach B, von B nach A und Mittelwertbildung. Bildet man den Mittelwert der Ereignisse von 3.16 (b) und (c), wird eine negative Stufe zu einer negativen Stufe addiert und durch 2 geteilt: Es bleibt eine negative Stufe als Ergebnis. Bei der Mittelwertbildung der Ereignisse von 3.17 (b) und (c) addiert man eine positive zu einer gleich großen negativen Stufe: Diese kompensieren sich zu Null. Das Ereignis verschwindet. Daraus wird anschaulich klar, dass Einflüsse, die Koppelverluste auf der Strecke verursachen, durch die Mittelwertbildung erhalten bleiben. Einflüsse, die durch unter‐ schiedliche Rayleighstreuung verursacht werden (Parametertoleranzen), kürzen sich und können auf diese Weise eliminiert werden. Bild 3.18 zeigt ein Ereignis, das in Vorwärts- und in Rückwärtsrichtung gemessen wurde (Pfeile „Spleiß“). Dabei wurde angenommen, man könnte am Ende der Strecke schleifen und in die gleiche Faser wieder einkoppeln. 157 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen <?page no="159"?> 134 verursachen, durch die Mittelwertbildung erhalten bleiben. Einflüsse, die durch unterschiedliche Rayleighstreuung verursacht werden (Parametertoleranzen), kürzen sich und können auf diese Weise eliminiert werden. Bild 3.18 zeigt ein Ereignis, das in Vorwärts- und in Rückwärtsrichtung gemessen wurde (Pfeile „Spleiß“). Dabei wurde angenommen, man könnte am Ende der Strecke schleifen und in die gleiche Faser wieder einkoppeln. -10 -5 0 0 0 6 0 0 5 0 0 4 0 0 3 0 0 2 0 0 1 7 6 5 4 3 2 1 Nachlauffaser an Dose (Faser 4 mit Faser 3 gebrückt) Spleiß Spleiß Nachlauf Vorlauf Bild 3.18: Negative bzw. positive Stufe in Vorwärtsbzw. Rückwärtsrichtung Bild 3.18: Negative bzw. positive Stufe in Vorwärtsbzw. Rückwärtsrichtung Die scheinbare Dämpfung in Vorwärtsrichtung beträgt a 12 = 0,32 dB und die scheinbare Dämpfung in Rückwärtsrichtung a 21 = -0,28 dB. Mittelwert: a = 0,5 ⋅ a 12 + a 21 = 0,02 dB. Das ist ein plausibler Wert für eine Spleißdämpfung. Bild 3.19 zeigt, wie sich die Stufen zusammensetzen (unterschiedliche Rayleighstreu‐ ungen rot, Dämpfungen blau dargestellt): ■ (a) unterschiedliche Streuung: 0,30 dB, Dämpfung: 0,02 dB; Summe: 0,32 dB ■ (b) unterschiedliche Streuung: -0,30 dB, Dämpfung: 0,02 dB; Summe: -0,28 dB Die scheinbare Dämpfung in Vorwärtsrichtung beträgt a 12  0,32 dB und die scheinbare Dämpfung in Rückwärtsrichtung a 21  -0,28 dB. Mittelwert: . dB 0,02 ) a (a 0,5 a 21 12     Das ist ein plausibler Wert für eine Spleißdämpfung Bild 3.19 zeigt, wie sich die Stufen zusammensetzen (unterschiedliche Rayleighstreuungen rot, Dämpfungen blau dargestellt):  (a) unterschiedliche Streuung: 0,30 dB, Dämpfung: 0,02 dB; Summe: 0,32 dB  (b) unterschiedliche Streuung: -0,30 dB, Dämpfung: 0,02 dB; Summe: -0,28 dB Bild 3.19: Entstehung negativer und positiver Stufen Nicht jede Parametertoleranz verursacht eine negative Stufe. Die folgenden vier Beispiele (Bilder 3.20) veranschaulichen eine gleiche Dämpfung ( 0,1 dB ) aber unterschiedliche Parametertoleranzen. Im ersten Beispiel ist die Parametertoleranz groß: es entsteht eine positive Stufe in Rückwärtsrichtung. Im zweiten Beispiel kompensieren sich in Rückrichtung Dämpfung und Toleranz. In Hinrichtung entsteht eine große negative Stufe. Im dritten Beispiel entstehen trotz Parametertoleranz in beiden Richtungen negative Bild 3.19: Entstehung negativer und positiver Stufen 158 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="160"?> Nicht jede Parametertoleranz verursacht eine negative Stufe. Die folgenden vier Beispiele (Bilder 3.20) veranschaulichen eine gleiche Dämpfung (0,1 dB) aber unterschiedliche Parametertoleranzen. Im ersten Beispiel ist die Parametertoleranz groß: es entsteht eine positive Stufe in Rückwärtsrichtung. Im zweiten Beispiel kompensieren sich in Rückrichtung Dämpfung und Toleranz. In Hinrichtung entsteht eine große negative Stufe. Im dritten Beispiel entstehen trotz Parametertoleranz in beiden Richtungen negative Stufen, die sich allerdings unterscheiden. Im vierten Beispiel sind die Faserparameter identisch und die Stufen in beiden Richtungen sind gleich groß. Stufen durch Parametertoleranzen wurden rot, Dämpfungen blau dargestellt. Namhafte Hersteller fertigen Lichtwellenleiter mit sehr engen Toleranzen. Verbindet man solche Fasern, sind die oben beschriebenen Effekte gering. Dann wird eher Beispiel 3 oder 4 zutreffen. Andererseits lassen die gültigen Normen relativ große Toleranzen für die Fasern zu. Faserhersteller, die den Herstellungsprozess weniger gut beherrschen, liefern Fasern mit starken Parameterschwankungen, so dass die oben beschriebenen Probleme deutlich auftreten können (Beispiel 1 oder 2). 159 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen <?page no="161"?> 136 1. Beispiel: (a) Toleranz: 0,2 dB , Dämpfung: 0,1; Summe: 0,3 dB (b) Toleranz: -0,2 dB, Dämpfung 0,1 dB; Summe: -0,1 dB => positive Stufe in Rückrichtung 2. Beispiel: (a) Toleranz: 0,1 dB , Dämpfung: 0,1; Summe: 0,2 dB (b) Toleranz: -0,1 dB, Dämpfung 0,1 dB; Summe: 0,0 dB => keine Stufe in Rückrichtung 3. Beispiel: (a) Toleranz: 0,05 dB , Dämpfung: 0,1; Summe: 0,15 dB (b) Toleranz: -0,05 dB, Dämpfung 0,1 dB; Summe: 0,05 dB => negative Stufe in Rückrichtung 4. Beispiel: (a) Toleranz: 0,00 dB , Dämpfung 0,1 dB; Summe: 0,1 dB (b)Toleranz: 0,00 dB, Dämpfung 0,1 dB; Summe: 0,1 dB => gleich große Stufen in beiden Richtungen Bild 3.20: Verschiedene Relationen zwischen Dämpfungen und Parametertoleranzen 3.4.2.2 Vorteile der bidirektionalen Messung 1. Bestimmung der wahren Dämpfung diskreter Ereignisse: Die tatsächliche Dämpfung jedes einzelnen Ereignisses ergibt sich aus dem Mittelwert bei Messung in Hin- und Rückrichtung. Die Rückstreumessung von nur einer Seite ist nicht ausreichend. Die Mittelwertbildung hat sich in den Abnahmevorschriften (insbesondere im Singlemode-Bereich) weitgehend durchgesetzt. 2. Vergrößerung des messbaren Bereiches: Durch die bidirektionale Messung kann der Messbereich vergrößert werden. Man misst von einer Seite, wobei die Rayleighstreukurve ab einer bestimmten Länge im Rauschen verschwindet. Dann misst man von der anderen Seite. Die beiden Messkurven werden gespiegelt einander zugeordnet und die Endreflexion der einen Kurve wird auf den Anfang der anderen Kurve gelegt. Durch Überlagerung erhält man das Rückstreudiagramm der gesamten Strecke, wobei nur im mittleren Streckenbereich Messwerte aus beiden Richtungen vorliegen. Bild 3.20: Verschiedene Relationen zwischen Dämpfungen und Parametertoleranzen 3.4.2.2 Vorteile der bidirektionalen Messung Bestimmung der wahren Dämpfung diskreter Ereignisse: Die tatsächliche Dämpfung jedes einzelnen Ereignisses ergibt sich aus dem Mittelwert bei Messung in Hin- und Rückrichtung. Die Rückstreumessung von nur einer Seite ist nicht ausreichend. Die Mittelwertbildung hat sich in den Abnahmevorschriften (insbesondere im Singlemode-Bereich) weitgehend durchgesetzt. Vergrößerung des messbaren Bereiches: Durch die bidirektionale Messung kann der Messbereich vergrößert werden. Man misst von einer Seite, wobei die Rayleighstreukurve ab einer bestimmten Länge im Rauschen verschwindet. Dann misst man von der anderen Seite. Die beiden Messkurven werden gespiegelt einander zugeordnet und die Endreflexion der einen Kurve wird auf den Anfang der anderen Kurve gelegt. 160 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="162"?> Durch Überlagerung erhält man das Rückstreudiagramm der gesamten Strecke, wobei nur im mittleren Streckenbereich Messwerte aus beiden Richtungen vorliegen. Dieses Verfahren erlaubt keine bidirektionale Auswertung, da das Signal gegen Ende der Strecke verrauscht ist. Erkennung von Ereignissen, die sonst in der Totzone liegen: Sind ein reflektierendes Ereignis (Stecker) und ein nicht reflektierendes Ereignis (Spleiß) eng benachbart, so kann der Spleiß innerhalb der Totzone der Reflexion liegen und nicht messbar sein. Das kann man vermeiden, wenn man die Richtung der Messung so wählt, dass erst der Spleiß und dann der Stecker durchlaufen werden. Misst man aus beiden Richtungen, kann das für alle Kombinationen Spleiß/ Stecker gewährleistet werden. 3.4.3 Kopplung von Singlemode-LWL mit unterschiedlichen Modenfelddurchmessern Modenfelddurchmesser werden mit Toleranzen angegeben. Namhafte Firmen spezifi‐ zieren zum Beispiel folgende Werte für den Standard-Singlemode-Lichtwellenleiter: ■ Modenfelddurchmesser bei 1310 nm: 2w 0 = 9,2 µm ± 0,4 µm ■ Modenfelddurchmesser bei 1550 nm: 2w 0 = 10,4 µm ± 0,5 µm Unterscheiden sich die Modenfelddurchmesser der beiden Lichtwellenleiter an der Koppelstelle, können Koppelverluste und Stufen im Rückstreudiagramm entstehen. Für den Koppelverlust gilt: a = 20lg w12 + w22 2w1 ⋅ w2 in dB (3.14) Aus der Formel ist ersichtlich, dass der Koppelverlust zwischen Singlemode-LWL von der Richtung unabhängig ist. Vertauscht man die Indizes „1“ und „2“ entsteht die identische Gleichung. Das heißt, beim Übergang sowohl vom kleineren zum größeren Modenfelddurchmesser als auch umgekehrt vom größeren zum kleineren Modenfelddurchmesser entsteht ein gleich großer Koppelverlust. Man spricht von einer Fehlanpassung von gaußschen Strahlen. Nur wenn die Modenfelddurchmesser identisch sind, entsteht kein Koppelverlust. Dann ist w 1 = w 2 und im Zähler und Nenner von Gleichung (3.14) steht der gleiche Wert. Der Logarithmus von 1 ergibt Null. Bei Kopplung eines Lichtwellenleiters mit dem Modenfeldradius w 1 und der Brechzahl n 1 an einen Lichtwellenleiter mit dem Modenfeldradius w 2 und der Brechzahl n 2 berechnet sich die Stufe a 12 im Rückstreudiagramm nach der Gleichung: 161 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen <?page no="163"?> a 12 = a + 10lg n2 n1 + 10lg w2 w1 in dB (3.15) Dabei ist a die Dämpfung entsprechend Gleichung (3.14). Die Brechzahlunterschiede sind meist so gering, dass der zweite Summand vernachlässigt werden kann. In entgegengesetzter Richtung entsteht eine Stufe entsprechend Gleichung (3.16): a 21 = a + 10lg n1 n2 + 10lg w1 w2 in dB (3.16) Für einen Singlemode-LWL mit einem mittleren Modenfelddurchmesser von 10,4 µm ergeben sich in Abhängigkeit von der Toleranz Koppelverluste und Stufen entsprechend Tabelle 3.5. Die Stufen a 12 bzw. a 21 , die bei der Messung mit dem optischen Rückstreumessgerät aus jeweils einer Richtung angezeigt werden, unterscheiden sich stark von der wahren Dämpfung a. Toleranz w 1 w 2 a a 12 a 21 ±0,1 µm 10,3 µm 10,5 µm 0,002 dB 0,09 dB -0,08 dB ±0,2 µm 10,2 µm 10,6 µm 0,006 dB 0,17 dB -0,16 dB ±0,3 µm 10,1 µm 10,7 µm 0,014 dB 0,27 dB -0,24 dB ±0,4 µm 10,0 µm 10,8 µm 0,026 dB 0,36 dB -0,31 dB ±0,5 µm 9,9 µm 10,9 µm 0,040 dB 0,46 dB -0,38 dB Tab. 3.5: Koppelverluste a und Stufen a 12 , a 21 in Abhängigkeit von den Modenfelddurchmessern Wird nur aus einer Richtung gemessen, deutet man die Stufe als Spleißdämpfung. Bei einer Toleranz von beispielsweise 2w = 10,4 µm ± 0,3 µm beträgt die negative Stufe 0,27 dB, wohingegen der Koppelverlust sich nur auf 0,014 dB beläuft. Deshalb ist für die Messung der Dämpfung eines Steckers oder Spleißes in jedem Fall eine bidirektionale OTDR-Messung mit anschließender Mittelwertbildung notwendig! Kleine Toleranzen äußern sich in vernachlässigbaren Koppelverlusten aber in deutli‐ chen Stufen im Rückstreudiagramm! Größere Stufen deuten auf die Mischung von verschiedenen Fasertypen hin. Das können Mischungen von NZDS-Fasern (Tabelle in Abschnitt 1.2.9) oder von biegeunempfindlichen Fasern (Abschnitt 1.2.11) untereinander oder mit Standard-Sing‐ lemode-Fasern sein. Werden NZDS-Fasern miteinander kombiniert erhält man Koppelverluste entspre‐ chend Tabelle 3.6. Die Dämpfungen sind relativ klein und symmetrisch bezüglich der Hauptdiagonalen, das heißt von der Richtung unabhängig. 162 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="164"?> Standard- SM-LWL NZDS-LWL TeraLight LEAF TrueWave RS Standard-SM-LWL 0 dB 0,08 dB 0,03 dB 0,21 dB TeraLight 0,08 dB 0 dB 0,01 dB 0,04 dB LEAF 0,03 dB 0,01 dB 0 dB 0,08 dB TrueWave RS 0,21 dB 0,04 dB 0,08 dB 0 dB Tab. 3.6: Koppelverluste zwischen Standard-Singlemode-LWL und NZDS-LWL Die Stufen im Rückstreudiagramm sind wesentlich größer und hängen von der Richtung ab (Tabelle 3.7). Misst man von der TrueWave RS-Faser in Richtung Stan‐ dard-Singlemode-LWL, erhält man eine negative Stufe (scheinbaren Koppelverlust) von 1,17 dB. In Gegenrichtung entsteht eine positive Stufe („Gainer“) von 0,75 dB. nach Standard-SM nach NZDS-LWL TeraLight LEAF TrueWave RS von Standard-SM 0 dB -0,49 dB -0,35 dB -0,75 dB von TeraLight +0,66 dB 0 dB +0,20 dB -0,36 dB von LEAF +0,42 dB -0,18 dB 0 dB -0,50 dB von TrueWaveRS +1,17 dB +0,43 dB +0,66 dB 0 dB Tab. 3.7: Stufen im Rückstreudiagramm zwischen Standard-SM- und NZDS-LWL Ältere Lichtwellenleiter mit reduzierter Biegeempfindlichkeit der Kategorie G.657.B können kleinere Modenfelddurchmesser als Standard-Singlemode-LWL haben. Kleine Dämpfungen und große Stufen im Rückstreudiagramm sind möglich. Bild 3.21 zeigt als Beispiel die Mischung zwischen verschiedenen Fasertypen. Die Faser mit kleinerem Modenfelddurchmesser (G.657) streut stärker als die Faser mit größerem Modenfelddurchmesser: ■ Übergang von G.652 auf G.657: positive Stufe ■ Übergang von G.657 auf G.652: negative Stufe 163 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen <?page no="165"?> 139 Bild 3.21 zeigt als Beispiel die Mischung zwischen verschiedenen Fasertypen. Die Faser mit kleinerem Modenfelddurchmesser (G.657) streut stärker als die Faser mit größerem Modenfelddurchmesser:  Übergang von G.652 auf G.657: positive Stufe  Übergang von G.657 auf G.652: negative Stufe Bild 3.21: Mischung G.652 - G.657 - G.652 (Quelle: Opternus GmbH) Bild 3.21: Mischung G.652 - G.657 - G.652 (Quelle: Opternus GmbH) Am Ereignis 1 entsteht eine positive Stufe (-0,24 dB) und am Ereignis 2 eine negative Stufe (0,439 dB). Misst man nur unidirektional, würde an Ereignis 2 eine viel zu hohe Spleißdämpfung vorgetäuscht werden. Tatsächlich muss die Rückstreumessung in beiden Richtungen durchgeführt und der Mittelwert gebildet werden. Setzt man gleiche Stufen in den beiden Richtungen voraus, ergibt sich als wahre Dämpfung: a = 0,5∙(0,439 dB - 0,240) dB ≈ 0,10 dB. Diese Dämpfung ist die Summe aus der Spleißdämpfung und der Dämpfung infolge der Fehlanpassung der Modenfeld‐ durchmesser. Seit November 2016 gelten für G.652.D, G.657.A und G.657.B identische Bereiche für die zulässigen Modenfelddurchmesser (Tabelle 1.17). Bei Fasermischungen sind sehr kleine Dämpfungen und nur noch kleine Stufen im Rückstreudiagramm zu erwarten. 164 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="166"?> 3.4.4 Geisterreflexionen Geisterreflexionen entstehen, wenn Steckverbinder starke Reflexionen auf der Über‐ tragungsstrecke verursachen. Dann läuft das Signal mehrfach zwischen reflektieren‐ den Ereignissen hin und her und bringt zusätzliche Beiträge zur Rückstreukurve. 140 Dämpfung: a = 0,5·(0,439 dB - 0,240) dB ≈ 0,10 dB. Diese Dämpfung ist die Summe aus der Spleißdämpfung und der Dämpfung infolge der Fehlanpassung der Modenfelddurchmesser. Seit November 2016 gelten für G.652.D, G.657.A und G.657.B identische Bereiche für die zulässigen Modenfelddurchmesser (Tabelle 1.17). Bei Fasermischungen sind sehr kleine Dämpfungen und nur noch kleine Stufen im Rückstreudiagramm zu erwarten. 3.4.4 Geisterreflexionen Geisterreflexionen entstehen, wenn Steckverbinder starke Reflexionen auf der Übertragungsstrecke verursachen. Dann läuft das Signal mehrfach zwischen reflektierenden Ereignissen hin und her und bringt zusätzliche Beiträge zur Rückstreukurve. Bild 3.22: Anordnung zur Simulation von Geisterreflexionen Bild 3.22 veranschaulicht eine Anordnung zur Simulation von Geisterreflexionen: An ein Rückstreumessgerät wird eine 100 m-Vorlaufprüfschnur mit einer Reflexionsdämpfung von a R1 angeschlossen. Die Vorlaufprüfschnur wird mit einer Reflexionsdämpfung a R2 an das Messobjekt gekoppelt. Es werden zwei Beispiele betrachtet. Erstes Beispiel: Gerätestecker: a R1  35 dB; Stecker am Ende der Vorlaufprüfschnur: a R2  35 dB. In die Vorlaufprüfschnur wird eine Leistung von 0 dBm eingekoppelt. Nach der Reflexion am Ende der Vorlaufprüfschnur gelangen -35 dBm Leistung zurück zum Rückstreumessgerät. Der Gerätestecker reflektiert und koppelt -70 dBm in die Strecke ein. Eine nochmalige Reflexion am Ende der Vorlaufprüfschnur bewirkt einen Leistungsrückfluss von -105 dBm (Tabelle 3.8). Diese Leistung ist so gering, dass keine Geister entstehen. Zweites Beispiel: Gerätestecker unverändert: a R1  35 dB; Stecker am Ende der Vorlaufprüfschnur: a R2  14 dB. In die Vorlaufprüfschnur wird wieder eine Leistung von 0 dBm eingekoppelt. Nach der Reflexion am Ende der Vorlaufprüfschnur gelangen -14 dBm zu- Bild 3.22: Anordnung zur Simulation von Geisterreflexionen Bild 3.22 veranschaulicht eine Anordnung zur Simulation von Geisterreflexionen: An ein Rückstreumessgerät wird eine 100 m-Vorlaufprüfschnur mit einer Reflexionsdämp‐ fung von a R1 angeschlossen. Die Vorlaufprüfschnur wird mit einer Reflexionsdämpfung a R2 an das Messobjekt gekoppelt. Es werden zwei Beispiele betrachtet. Erstes Beispiel: Gerätestecker: a R1 = 35 dB; Stecker am Ende der Vorlaufprüfschnur: a R2 = 35 dB. In die Vorlaufprüfschnur wird eine Leistung von 0 dBm eingekoppelt. Nach der Reflexion am Ende der Vorlaufprüfschnur gelangen -35 dBm Leistung zurück zum Rückstreumessgerät. Der Gerätestecker reflektiert und koppelt -70 dBm in die Strecke ein. Eine nochmalige Reflexion am Ende der Vorlaufprüfschnur bewirkt einen Leis‐ tungsrückfluss von -105 dBm (Tabelle 3.8). Diese Leistung ist so gering, dass keine Geister entstehen. Zweites Beispiel: Gerätestecker unverändert: a R1 = 35 dB; Stecker am Ende der Vorlaufprüfschnur: a R2 = 14 dB. In die Vorlaufprüfschnur wird wieder eine Leistung von 0 dBm eingekop‐ pelt. Nach der Reflexion am Ende der Vorlaufprüfschnur gelangen -14 dBm zurück zum Rückstreumessgerät. Der Gerätestecker reflektiert und koppelt -49 dBm in die Strecke ein. Auch dieser Impuls bewirkt eine Rückstreukurve, die allerdings gegenüber der Originalkurve 49 dB niedriger liegt und zeitlich verschoben ist. Der Impuls ist einmal hin- und zurückgelaufen, ehe er nochmals in die Faser eingekoppelt wird und die Geisterkurve erzeugt. Eine nochmalige Reflexion am Ende der Vorlaufprüfschnur bewirkt einen Leistungs‐ rückfluss von -63 dBm (Tabelle 3.8). 165 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen <?page no="167"?> 1. Beispiel 2. Beispiel hin 0 dBm 0 dBm zurück -35 dBm -14 dBm hin -70 dBm -49 dBm zurück -105 dBm -63 dBm kein Geist Geist wahrscheinlich Tab. 3.8: Vergleich der beiden Beispiele a R = 35 dB entspricht der typischen Reflexionsdämpfung eines Multimode-Steckers mit physischem Kontakt. Die Reflexionsdämpfung a R = 14 dB entsteht nicht nur bei einem Geradschliffstecker, sondern auch bei einem unterbrochenen physischen Kontakt (Bild 2.8): Ein Staubkörnchen im PC-Stecker kann dazu führen, dass der physische Kontakt, das heißt die Berührung der Steckerstirnflächen im Bereich des LWL-Kerns, nicht mehr möglich wird. Es entsteht ein Luftspalt zwischen den Steckerstirnflächen und damit eine starke Reflexion. Diese verursacht die Geisterreflexion. Das heißt umgekehrt, dass man aus Geisterreflexionen unter Umständen auf mangelhafte Steckverbindungen schließen kann. 141 rück zum Rückstreumessgerät. Der Gerätestecker reflektiert und koppelt -49 dBm in die Strecke ein. Auch dieser Impuls bewirkt eine Rückstreukurve, die allerdings gegenüber der Originalkurve 49 dB niedriger liegt und zeitlich verschoben ist. Der Impuls ist einmal hin- und zurückgelaufen, ehe er nochmals in die Faser eingekoppelt wird und die Geisterkurve erzeugt. Eine nochmalige Reflexion am Ende der Vorlaufprüfschnur bewirkt einen Leistungsrückfluss von -63 dBm (Tabelle 3.8). 1. Beispiel 2. Beispiel hin 0 dBm 0 dBm zurück -35 dBm -14 dBm hin -70 dBm -49 dBm zurück -105 dBm -63 dBm kein Geist Geist wahrscheinlich Tabelle 3.8: Vergleich der beiden Beispiele a R  35 dB entspricht der typischen Reflexionsdämpfung eines Multimode-Steckers mit physischem Kontakt. Die Reflexionsdämpfung a R  14 dB entsteht nicht nur bei einem Geradschliffstecker, sondern auch bei einem unterbrochenen physischen Kontakt (Bild 2.8): Ein Staubkörnchen im PC-Stecker kann dazu führen, dass der physische Kontakt, das heißt die Berührung der Steckerstirnflächen im Bereich des LWL- Kerns, nicht mehr möglich wird. Es entsteht ein Luftspalt zwischen den Steckerstirnflächen und damit eine starke Reflexion. Diese verursacht die Geisterreflexion. Das heißt umgekehrt, dass man aus Geisterreflexionen unter Umständen auf mangelhafte Steckverbindungen schließen kann. Bild 3.23: Entstehung des Geistes auf der Rückstreukurve Bild 3.23: Entstehung des Geistes auf der Rückstreukurve Die Geisterreflexion entsteht erst, wenn die Strecke das zweite Mal durchlaufen wird. Deshalb ist die Geisterkurve gegenüber der Originalkurve zeitlich verschoben (Bild 3.23). Das Messgerät bildet die Summe aus der richtigen Messkurve und der Geisterkurve und bringt diese zur Anzeige. Dort wo die Geisterkurve eine hohe Spitze aufweist (starke Reflexion) und die Originalkurve durchstößt, entsteht ein Geist auf der Rückstreukurve. 166 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="168"?> Die Geisterkurve ergibt sich aus der Summe zweier Reflexionen. Das heißt, es tragen stets zwei Stecker zur Geisterreflexion bei. Meist ist es ein Stecker, der den dominie‐ renden Einfluss bringt, beispielsweise durch eine Glas-Luft-Reflexion. Ein schlechter Stecker kann immer anhand einer starken Reflexion und hohen Dämp‐ fung erkannt werden (große Spitze und Stufe im Rückstreudiagramm). Die Geister treten in regelmäßigen Abständen auf, die sich aus dem Abstand der beiden Reflexionen ergeben. In Bild 3.23 liegt die Ursache des Geistes bei 100 m und der Geist bei 200 m. In der Realität können die Abhängigkeiten komplizierter sein: Der dritte und fünfte Stecker kann stark reflektieren. Dann liegt der Geist in entsprechendem Abstand hinter dem fünften Stecker. Zweites wichtiges Merkmal: Am Ort des Geistes befindet sich keine Stufe im Rück‐ streudiagramm. Bild 3.24 zeigt den Unterschied zwischen Geisterreflexion und Steck‐ erreflexion. Wenn unklar ist, ob das fragliche Ereignis eine Geisterreflexion oder tatsächlich ein Fehler ist, benetzt man den Stecker, den man als Ursache des Geistes vermutet, mit einer Flüssigkeit, die annähernd die gleiche Brechzahl wie das Glas hat (Immersion oder Alkohol). 142 Die Geisterreflexion entsteht erst, wenn die Strecke das zweite Mal durchlaufen wird. Deshalb ist die Geisterkurve gegenüber der Originalkurve zeitlich verschoben (Bild 3.23). Das Messgerät bildet die Summe aus der richtigen Messkurve und der Geisterkurve und bringt diese zur Anzeige. Dort wo die Geisterkurve eine hohe Spitze aufweist (starke Reflexion) und die Originalkurve durchstößt, entsteht ein Geist auf der Rückstreukurve. Die Geisterkurve ergibt sich aus der Summe zweier Reflexionen. Das heißt, es tragen stets zwei Stecker zur Geisterreflexion bei. Meist ist es ein Stecker, der den dominierenden Einfluss bringt, beispielsweise durch eine Glas-Luft-Reflexion. Ein schlechter Stecker kann immer anhand einer starken Reflexion und hohen Dämpfung erkannt werden (große Spitze und Stufe im Rückstreudiagramm). Die Geister treten in regelmäßigen Abständen auf, die sich aus dem Abstand der beiden Reflexionen ergeben. In Bild 3.23 liegt die Ursache des Geistes bei 100 m und der Geist bei 200 m. In der Realität können die Abhängigkeiten komplizierter sein: Der dritte und fünfte Stecker kann stark reflektieren. Dann liegt der Geist in entsprechendem Abstand hinter dem fünften Stecker. Zweites wichtiges Merkmal: Am Ort des Geistes befindet sich keine Stufe im Rückstreudiagramm. Bild 3.24 zeigt den Unterschied zwischen Geisterreflexion und Steckerreflexion. Wenn unklar ist, ob das fragliche Ereignis eine Geisterreflexion oder tatsächlich ein Fehler ist, benetzt man den Stecker, den man als Ursache des Geistes vermutet, mit einer Flüssigkeit, die annähernd die gleiche Brechzahl wie das Glas hat (Immersion oder Alkohol). Bild 3.24: (a) Geisterreflexion, (b) Steckerreflexion Bild 3.25: (a) Stecker mit hoher Reflexion, (b) Reflexion reduziert: Geist verschwunden Bild 3.24: (a) Geisterreflexion, (b) Steckerreflexion 142 Die Geisterreflexion entsteht erst, wenn die Strecke das zweite Mal durchlaufen wird. Deshalb ist die Geisterkurve gegenüber der Originalkurve zeitlich verschoben (Bild 3.23). Das Messgerät bildet die Summe aus der richtigen Messkurve und der Geisterkurve und bringt diese zur Anzeige. Dort wo die Geisterkurve eine hohe Spitze aufweist (starke Reflexion) und die Originalkurve durchstößt, entsteht ein Geist auf der Rückstreukurve. Die Geisterkurve ergibt sich aus der Summe zweier Reflexionen. Das heißt, es tragen stets zwei Stecker zur Geisterreflexion bei. Meist ist es ein Stecker, der den dominierenden Einfluss bringt, beispielsweise durch eine Glas-Luft-Reflexion. Ein schlechter Stecker kann immer anhand einer starken Reflexion und hohen Dämpfung erkannt werden (große Spitze und Stufe im Rückstreudiagramm). Die Geister treten in regelmäßigen Abständen auf, die sich aus dem Abstand der beiden Reflexionen ergeben. In Bild 3.23 liegt die Ursache des Geistes bei 100 m und der Geist bei 200 m. In der Realität können die Abhängigkeiten komplizierter sein: Der dritte und fünfte Stecker kann stark reflektieren. Dann liegt der Geist in entsprechendem Abstand hinter dem fünften Stecker. Zweites wichtiges Merkmal: Am Ort des Geistes befindet sich keine Stufe im Rückstreudiagramm. Bild 3.24 zeigt den Unterschied zwischen Geisterreflexion und Steckerreflexion. Wenn unklar ist, ob das fragliche Ereignis eine Geisterreflexion oder tatsächlich ein Fehler ist, benetzt man den Stecker, den man als Ursache des Geistes vermutet, mit einer Flüssigkeit, die annähernd die gleiche Brechzahl wie das Glas hat (Immersion oder Alkohol). Bild 3.24: (a) Geisterreflexion, (b) Steckerreflexion Bild 3.25: (a) Stecker mit hoher Reflexion, (b) Reflexion reduziert: Geist verschwunden Bild 3.25: (a) Stecker mit hoher Reflexion, (b) Reflexion reduziert: Geist verschwunden Verschwindet das Ereignis, so handelte es sich um einen Geist (Bild 3.25). Nach dieser Prozedur muss die Steckverbindung sorgfältig gereinigt werden. Alternativ kann man auch die bidirektional gemessenen Kurven vergleichen: Taucht das Ereignis nur in einer der beiden Kurven auf, handelt es sich um eine Geisterrefle‐ xion. Bild 3.26 veranschaulicht die Orte der Geister anhand der Laufzeiten. Signallaufzeiten rechnet das Rückstreumessgerät in Orte um und stellt diese auf der Rückstreukurve dar. 167 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen <?page no="169"?> 143 ser Prozedur muss die Steckverbindung sorgfältig gereinigt werden. Alternativ kann man auch die bidirektional gemessenen Kurven vergleichen: Taucht das Ereignis nur in einer der beiden Kurven auf, handelt es sich um eine Geisterreflexion. Bild 3.26 veranschaulicht die Orte der Geister anhand der Laufzeiten. Signallaufzeiten rechnet das Rückstreumessgerät in Orte um und stellt diese auf der Rückstreukurve dar. Streckenlänge A C B D OTDR Leistung in dBm Vorlaufprüfschnur A B C D Kabelanlage Bild 3.26: Mehrfachreflexionen und Auswirkungen auf die Rückstreukurve Ein Signal, das am hinteren Stecker der Vorlaufprüfschnur reflektiert wird, durchläuft die Vorlaufprüfschnur in Hin- und Rückrichtung (Punkt A). Ist wegen starker Reflexionen noch genügend Leistung vorhanden, wird dieser Weg ein zweites Mal durchlaufen. Hierfür wird die doppelte Zeit benötigt und der doppelte Ort angezeigt (Punkt B). Sinngemäß verhält es sich mit den Orten C und D in Bild 3.26. Verwendet man Stecker mit Luftspalt bzw. Geradschliffstecker, dann sind Geister nicht zu vermeiden. Einige Rückstreumessgeräte können Ereignisse als Geister erkennen und kennzeichnen diese in der Ereignistabelle. Bild 3.26: Mehrfachreflexionen und Auswirkungen auf die Rückstreukurve Ein Signal, das am hinteren Stecker der Vorlaufprüfschnur reflektiert wird, durchläuft die Vorlaufprüfschnur in Hin- und Rückrichtung (Punkt A). Ist wegen starker Reflexio‐ nen noch genügend Leistung vorhanden, wird dieser Weg ein zweites Mal durchlaufen. Hierfür wird die doppelte Zeit benötigt und der doppelte Ort angezeigt (Punkt B). Sinngemäß verhält es sich mit den Orten C und D in Bild 3.26. Verwendet man Stecker mit Luftspalt bzw. Geradschliffstecker, dann sind Geister nicht zu vermeiden. Einige Rückstreumessgeräte können Ereignisse als Geister erkennen und kennzeichnen diese in der Ereignistabelle. Wenn die Vorlaufprüfschnur länger als die Strecke ist, kann der Geist des ersten Steckers nicht mehr in die Strecke fallen. Er liegt dann hinter dem Streckenende. Geister können bei unterbrochenem physischem Kontakt, mangelhaftem Stecker‐ schliff, bei zerkratzten oder verschmutzten Steckerstirnflächen oder bei Toleranzen der Stecker und Kupplungshülsen auftreten. Geister weisen auf hohe Reflexionen der Übertragungsstrecke hin. Sie sind in Systemen störend, in denen hohe Reflexionsdämpfungen gefordert werden (digitale Systeme mit hohen Datenraten, analoge Systeme, DWDM-Systeme mit DFB-Lasern). Rückfließende Leistungen beeinflussen das Emissionsverhalten des Lasers. 168 3 Lichtwellenleiter-Messtechnik <?page no="170"?> Dort wo rückwirkungsunempfindliche Sender zum Einsatz kommen, stören stark reflektierende Stecker nicht. Dennoch empfiehlt es sich auch hier, den Ursachen der Geister auf den Grund zu gehen: Steckerstirnfläche mit Fasermikroskop betrachten, gegebenenfalls reinigen oder den Stecker auswechseln. Andernfalls kann sich im Luftspalt im Laufe der Zeit Schmutz festsetzten, sich die Dämpfung erhöhen und die Strecke ausfallen. 3.4.5 Zusammenfassung Längen, Dämpfungen und Dämpfungskoeffizienten können aus dem Rückstreudia‐ gramm entnommen werden. Dabei sollten die automatischen Auswertefunktionen des Rückstreumessgerätes genutzt werden. Diese liefern eine höhere Genauigkeit als eine manuelle Auswertung. Bei der Längenmessung ist auf die richtige Einstellung der Brechzahl zu achten. Kabelbrechzahl und Faserbrechzahl unterscheiden sich. Die Auswertung des Rückstreudiagramms wird erschwert, falls die miteinander gekop‐ pelten Lichtwellenleiter Toleranzen aufweisen. Dann können im Rückstreudiagramm zusätzliche positive und negative Stufen entstehen. Die Dämpfung diskreter Ereignisse (Stecker, Spleiße) lässt sich nur exakt bestimmen, wenn von zwei Seiten gemessen und der Mittelwert berechnet wird. Besonders deutlich sind die Stufen, wenn Singlemode-LWL mit unterschiedlichen Modenfelddurchmessern oder Multimode-LWL mit unterschiedlichen Dotierungen gekoppelt werden. Geisterreflexionen deuten auf starke Reflexionen (verschmutzte Stecker) hin. Am Ort des Geistes ist die Strecke in Ordnung. 169 3.4 Analyse von Rückstreudiagrammen <?page no="171"?> Technik für Kabelverlegung und Freileitungsbau Vetter GmbH Kabelverlegetechnik D-79807 Lottstetten ∙ www.vetter-kabel.de Seit 1970 erfolgreicher Hersteller von Maschinen und Geräten für: • Glasfaserkabelverlegung • Microcabling und FTTx • Glasfaser-Gebäudenetzwerktechnik • Stromkabelverlegung • Kabelspultechnik Unsere Dienstleistungen: • Beratung und Planung von Kabelverlegeprojekten • Seminare in Theorie und Praxis für Glasfaser- und Stromkabelverlegung • Geräteeinweisungen und Schulungen <?page no="172"?> 4 Fiber to the Home/ Building Während in den letzten Jahrzehnten der Lichtwellenleiter überwiegend im Weitver‐ kehrsbereich, in den Metronetzen und in den lokalen Netzen eingesetzt wurde, erobert er zunehmend das Haus, die Wohnung, das Büro. Singlemode-LWL anstelle von Kupferkabeln ermöglichen eine massive Kapazitätser‐ höhung, Kostenreduktion sowie eine deutlich verbesserte Qualität. Je nachdem wie weit die Faser geführt wird unterscheidet man: ■ Fiber-to-the-Curb (FTTC): Faser endet am Zwischenverteiler (Kabelverzweiger), zum Beispiel Deutsche Telekom (VDSL, Vectoring). Im weiteren Verlauf Nutzung der vorhandenen Kupfer-Kabel (maximal 500 m). ■ Fiber-to-the-Distribution-Point (FTTDp): Faser endet an einem Verteilpunkt (Ab‐ zweigbox, Mast, Keller,…). Im Weiteren Übertragung über Kupfer (maximal 250 m). ■ Fiber-to-the-Building (FTTB): Die Faser endet an der Gebäudeeinführung. Dies ist kosteneffizient und flexibel und bietet sich für vorhandene Gebäude an. Installationsarbeiten im Gebäude entfallen. Die vorhandene Kupferinfrastruktur wird genutzt. ■ Fiber-to-the-Home (FTTH): Faser bis in die Wohnung bzw. das Büro. Besonders geeignet für die Errichtung von Netzen in neu erschlossenen Gebieten. Mit der FTTx-Technik werden breitbandige Dienste (Daten, Sprache, Video: Triple Play) jedem Privathaushalt mit hoher Zuverlässigkeit zur Verfügung gestellt. 4.1 Anforderungen an die Bandbreite Die Anforderungen an die Bandbreite wachsen auch im privaten Bereich unaufhörlich. Während Mitte der 90er Jahre die klassische Telefonie mit einer Datenrate von 128 kbit/ s (ISDN) den Großteil des weltweiten Datenverkehrs ausmachte, erfordern moderne Anwendungen sehr hohe Bandbreiten: ■ Der Internet-Datenverkehr wächst seit mehr als 15 Jahren um 50 % bis 100 % pro Jahr. ■ Video ist der Haupttreiber für hohe Bandbreiten. Während HD (High Definition) 3 Mbit/ s beansprucht (1k) liegt die Bandbreite bei UHD-2 (Ultra High Definition; Phase 2) bei 65 Mbit/ s (8k). ■ Das Fraunhofer-Heinrich-Hertz-Institut erwartet 1 Gbit/ s als Datenrate für zu‐ künftige Bewegtbild-3D-Videokommunikation. ■ Laut WIK-Consult GmbH werden mehr als 75 % aller Haushalte bis zum Jahr 2025 Bandbreiten von mehr als 500 Mbit/ s im Up- und Downstream nachfragen. <?page no="173"?> Dabei bedeutet Downstream „flussabwärts“ (Signalfluss von der Vermittlungsstelle zum Kunden) und Upstream „flussaufwärts“ (Signalfluss vom Kunden zur Vermitt‐ lungsstelle). Dr. Jakob Nielsen hat festgestellt, dass der Bandbreitenbedarf von Privatkunden seit 1984 jährlich durchschnittlich um 50 % gewachsen ist (Nielsen´s Law: Bild 4.1). Berücksichtigt man eine Lebensdauer der Infrastruktur von mindestens 30 Jahren, so benötigt man eine Punkt-zu-Punkt-Verbindung (Abschnitt 4.2.1) oder WDM-PON (Abschnitt 4.5.7). 146 Dabei bedeutet Downstream „flussabwärts“ (Signalfluss von der Vermittlungsstelle zum Kunden) und Upstream „flussaufwärts“ (Signalfluss vom Kunden zur Vermittlungsstelle). Dr. Jakob Nielsen hat festgestellt, dass der Bandbreitenbedarf von Privatkunden seit 1984 jährlich durchschnittlich um 50 % gewachsen ist (Nielsen´s Law: Bild 4.1). Berücksichtigt man eine Lebensdauer der Infrastruktur von mindestens 30 Jahren, so benötigt man eine Punkt-zu-Punkt-Verbindung (Abschnitt 4.2.1) oder WDM-PON (Abschnitt 4.5.7). 100.000.000 10.000.000 1.000.000 100.000 10.000 1000 100 10 1 1983 1987 1991 1995 1999 2003 2007 2011 Zeit Datenrate in bit/ s ? ? ? 2015 Bild 4.1: Erhöhung der Datenraten nach Nielsen (Quelle: nach http: / / www.useit.com/ alertbox/ 980405.html) Aktuell wird als Standard-Zugangsdatenrate 100 Mbit/ s gesehen. Der Ausbau von 1 Gbit/ s-Netzen ist in einigen Ländern bereits weit fortgeschritten. Die Frage ist, wie lange man entsprechend Bild 4.1 noch „linear“ extrapolieren kann? (Tatsächlich handelt es sich um ein exponentielles Wachstum, da die Datenrate logarithmisch aufgetragen wurde.) Die Kosten steigen mit höheren Datenraten. Die Bits müssen immer preisgünstiger zur Verfügung gestellt werden. Der Energieverbrauch steigt. Derzeit geht bereits ein großer Anteil des weltweiten Energieverbrauchs zu Lasten der Informationsübertragung. Energieeffizienz spielt in zukünftigen Netzen eine große Rolle, um weiterhin ein exponentielles Wachstum zu gewährleisten. Tabelle 4.1 zeigt Beispiele für Übertragungszeiten in Abhängigkeit von der Datenrate. Die maximale Datenrate hängt bei Übertragung über Kupfer (xDSL) von der Streckenlänge ab. Die Dämpfung steigt mit wachsender Datenrate an. Darüber hinaus gibt es zwischen den Kupferdrähten Übersprechen. Beim Lichtwellenleiter ist die Dämpfung unabhängig von der Datenrate! Gegenseitige Beeinflussungen gibt es nicht. Bild 4.1: Erhöhung der Datenraten nach Nielsen (Quelle: nach www.useit.com/ alertbox/ 980405.html) Aktuell wird als Standard-Zugangsdatenrate 100 Mbit/ s gesehen. Der Ausbau von 1 Gbit/ s-Netzen ist in einigen Ländern bereits weit fortgeschritten. Die Frage ist, wie lange man entsprechend Bild 4.1 noch „linear“ extrapolieren kann. (Tatsächlich handelt es sich um ein exponentielles Wachstum, da die Datenrate logarithmisch aufgetragen wurde.) Die Kosten steigen mit höheren Datenraten. Die Bits müssen immer preisgünstiger zur Verfügung gestellt werden. Der Energieverbrauch steigt. Derzeit geht bereits ein großer Anteil des weltweiten Energieverbrauchs zu Lasten der Informationsübertragung. Energieeffizienz spielt in zukünftigen Netzen eine große Rolle, um weiterhin ein exponentielles Wachstum zu gewährleisten. Tabelle 4.1 zeigt Beispiele für Übertragungszeiten in Abhängigkeit von der Datenrate. 172 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="174"?> Die maximale Datenrate hängt bei Übertragung über Kupfer (xDSL) von der Strecken‐ länge ab. Die Dämpfung steigt mit wachsender Datenrate an. Darüber hinaus gibt es zwischen den Kupferdrähten Übersprechen. Beim Lichtwellenleiter ist die Dämpfung unabhängig von der Datenrate! Gegenseitige Beeinflussungen gibt es nicht. Datenrate Photoalbum 1 GByte Standardvideo 4,7 GByte HD-Video 25 GByte 1 Gbit/ s 9 s 39 s 3 min, 28 s 100 Mbit/ s 1 min, 23 s 6 min, 31 s 34 min, 40 s 50 Mbit/ s 2 min, 46 s 13 min, 2 s 1 h, 9 min 8 Mbit/ s 19 min 1 h, 29 min 7 h, 55 min Tab. 4.1: Übertragungszeiten in Abhängigkeit von der Datenrate Auch bei Funknetzen werden die Datenraten mit zunehmender Entfernung begrenzt. Die Bandbreite wird auf die Teilnehmer aufgeteilt („Shared Medium“). Nur mit dem Lichtwellenleiter bis zum Kunden können die Bandbreitenbedürfnisse der nächsten Jahrzehnte befriedigt werden. Bei den aktuellen Anwendungen wird die Kapazität des Lichtwellenleiters noch lange nicht ausgereizt. Die Bandbreite des Koaxialkabels liegt nach aktuellen Erkenntnissen bei maximal 1 GHz. Die Bandbreite des Lichtwellenleiters beträgt bei Nutzung von Wellenlängen‐ multiplex und modernen Modulationsverfahren (Kapitel 6) maximal 50 THz. Das entspricht einem Faktor von 50.000! Auf absehbare Zeit wird ein Technolgiemix zum Einsatz kommen. Alle Zwischen‐ lösungen (VDSL, Vectoring, HFC, LTE) ermöglichen eine begrenzte Erhöhung der Bandbreite. Es entstehen aber zusätzliche Kosten, weil diese Lösung letztlich durch den Lichtwellenleiter ersetzt werden muss. Der Lichtwellenleiter erlaubt auch in Rückrichtung hohe Bandbreiten! Der Trend geht zu symmetrischem Datenverkehr. Am Lebensabend der Kupfernetze muss eine bundesweite und flächendeckende Infra‐ struktur für die nächsten 30 bis 100 Jahre errichtet werden. So wie das wirtschaftliche Wachstum durch den Bau des Eisenbahnnetzes und Verlegung des ersten Transat‐ lantikkabels im 19. Jahrhundert und den Bau der Autobahnen im 20. Jahrhundert vorangetrieben wurde, ist der LWL-Ausbau wichtig für die Wettbewerbsfähigkeit im 21. Jahrhundert. FTTx-Netze ermöglichen nicht nur Triple Play (Daten, Sprache, Internet), sie sind auch die Basis für alle zukünftigen kommunikationsbasierten öffentlichen Dienste. Neben der Bandbreite ist heute auch die Reaktionszeit auf Nutzereingaben (Latenz) ein wichtiger Parameter. Eine geringe Reaktionszeit ist wichtig bei Videospielen oder an der Börse. 173 4.1 Anforderungen an die Bandbreite <?page no="175"?> 4.2 Netzstrukturen Die Vermittlungsstelle (CO: Central Office) ist mit dem öffentlichen Telefonnetz und dem Internet verbunden. Dort erfolgt außerdem die Bereitstellung von analogen oder digitalen Videosignalen über Satellit, Kabel oder terrestrisch. FTTH: Beim Teilnehmer befindet sich ein Endkundengerät (CPE: Customer Premi‐ ses Equipment). Dieses schließt den Lichtwellenleiter ab und wandelt die Signale optisch-elektrisch: Telefonsignal, Datensignal, Video-Signal. FTTB: Der optische Netzabschluss (ONT) im Gebäude hat eine VDSL-Schnittstelle, um die vorhandenen Teilnehmeranschlussleitungen im Haus nutzen zu können. Jeder Teilnehmer erhält ein VDSL-Modem als Netzanschluss. 4.2.1 Ethernet-Punkt-zu-Punkt (EP2P) Jeder Kunde erhält seinen eigenen Lichtwellenleiter. Der Vorteil besteht darin, dass eine sehr hohe Bandbreite zur Verfügung steht. Über einen Singlemode-LWL können pro Wellenlänge mindestens 10 Gbit/ s übertragen werden. Das ist im Hinblick auf den wachsenden Bandbreitenbedarf (Nielsen´s Law: Abschnitt 4.1) zukunftssicher. Nachteile sind die hohen Investitionen und der große Materialeinsatz. Für jeden Kunden sind ein oder zwei Lichtwellenleiter sowie drei Sender und drei Empfänger erforderlich. Letztere benötigt man, weil Downstream sowohl Daten/ Sprache als auch Video übertragen werden. Upstream werden Daten/ Sprache transportiert. Wird das Daten- und Sprachsignal und IPTV zu einem digitalen Signal vereint (down, meist 1490 nm), werden nur zwei Sender und zwei Empfänger je Teilnehmer benötigt. Bei 32 Teilnehmern sind somit 32 Fasern bei bidirektionaler Übertragung (Fasern wer‐ den in Hin- und Rückrichtung genutzt) bzw. 64 Fasern bei unidirektionaler Übertragung sowie 3 ∙ 32 = 96 Sender und Empfänger erforderlich (oder 2 ∙ 32 = 64). Bild 4.2 zeigt die Struktur mit höchstem Materialeinsatz (Zweifaserlösung). Über die obere Faser werden Upstream Daten und Sprache übertragen. Die untere Faser transportiert Downstream Daten und Sprache sowie das Videosignal (analog oder digital). Ein analoges Videosignal erfordert unter Umständen eine optische Verstärkung (EDFA) am Anfang der Strecke. 174 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="176"?> 148 Übertragung (Fasern werden in Hin- und Rückrichtung genutzt) bzw. 64 Fasern bei unidirektionaler Übertragung sowie 3 · 32 = 96 Sender und Empfänger erforderlich (oder 2 · 32 = 64). Bild 4.2 zeigt die Struktur mit höchstem Materialeinsatz (Zweifaserlösung). Über die obere Faser werden Upstream Daten und Sprache übertragen. Die untere Faser transportiert Downstream Daten und Sprache sowie das Videosignal (analog oder digital). Ein analoges Videosignal erfordert unter Umständen eine optische Verstärkung (EDFA) am Anfang der Strecke. Empfänger 1310 nm OLT Sender 1310 nm Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehmer Übertragungsstrecke Video EDFA Sender 1310 nm ONT Empfänger 1310 nm Empfänger 1550 nm Video Schnittstellen Dienste WDM-Koppler WDM-Koppler Schnittstellen Dienste Bild 4.2: Triple Play über zwei Fasern EP2P („Zweifaserlösung“) Bild 4.2: Triple Play über zwei Fasern EP2P („Zweifaserlösung“) Damit sich die Signale auf der Faser nicht stören, sind unterschiedliche Wellenlängen erforderlich (1310 nm und 1550 nm). Die verschiedenen Wellenlängen werden mit wellenlängenselektiven Kopplern (WDM) zusammengefügt bzw. getrennt. Bild 4.3 zeigt Triple Play-Übertragung über eine Faser (Einfaserlösung). Das erfordert eine zusätzliche Wellenlänge. Das Downstream-Signal Sprache/ Daten hat nicht mehr die Wellenlänge 1310 nm, sondern 1490 nm. Damit sich die Signale auf der Faser nicht stören, sind unterschiedliche Wellenlängen erforderlich (1310 nm und 1550 nm). Die verschiedenen Wellenlängen werden mit wellenlängenselektiven Kopplern (WDM) zusammengefügt bzw. getrennt. Bild 4.3 zeigt Triple Play-Übertragung über eine Faser (Einfaserlösung). Das erfordert eine zusätzliche Wellenlänge. Das Downstream-Signal Sprache/ Daten hat nicht mehr die Wellenlänge 1310 nm, sondern 1490 nm. Empfänger 1310 nm OLT Schnittstellen Dienste WDM-Koppler WDM- Koppler Sender 1490 nm Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehmer Übertragungsstrecke Video EDFA Sender 1310 nm ONT Schnittstellen Dienste Empfänger 1490 nm Empfänger 1550 nm Video WDM-Koppler WDM- Koppler Bild 4.3: Triple Play über eine Faser EP2P („Einfaserlösung”) 4.2.2 Punkt-zu-Multi-Punkt Bei der Punkt-zu-Multi-Punkt-Übertragung (Point-to-Multi-Point: P2MP) wird der Verkehr auf einem gemeinsamen Lichtwellenleiter konzentriert und möglichst nahe zu den Teilnehmern transportiert. Der Vorteil besteht in einem ökonomischen Netzausbau. Es sind weniger Fasern erforderlich. Der Nachteil besteht darin, dass sich die Kunden die Übertragungskapazität der Faser teilen müssen. Der Aufteilpunkt kann realisiert werden:  mit aktiver Systemtechnik als aktives optisches Netz (AON)  mit passiven Komponenten (leistungsteilende Koppler) als passives optisches Netz (PON) 4.2.2.1 Aktives optisches Netz (AON) Der gemeinsame Lichtwellenleiter wird möglichst nahe an die Kunden herangeführt. Im Aufteilpunkt erfolgen eine optisch-elektrische Wandlung, eine elektrische Verstärkung, Aufteilung sowie eine elektrisch-optische Wandlung (Bild 4.4) (OLT: Optical Line Terminal/ Termination). Bild 4.3: Triple Play über eine Faser EP2P („Einfaserlösung”) 4.2.2 Punkt-zu-Multi-Punkt Bei der Punkt-zu-Multi-Punkt-Übertragung (Point-to-Multi-Point: P2MP) wird der Verkehr auf einem gemeinsamen Lichtwellenleiter konzentriert und möglichst nahe zu den Teilnehmern transportiert. Der Vorteil besteht in einem ökonomischen Netzausbau. Es sind weniger Fasern erfor‐ derlich. Der Nachteil besteht darin, dass sich die Kunden die Übertragungskapazität der Faser teilen müssen. 175 4.2 Netzstrukturen <?page no="177"?> Der Aufteilpunkt kann realisiert werden: ■ mit aktiver Systemtechnik als aktives optisches Netz (AON) ■ mit passiven Komponenten (leistungsteilende Koppler) als passives optisches Netz (PON) 4.2.2.1 Aktives optisches Netz (AON) Der gemeinsame Lichtwellenleiter wird möglichst nahe an die Kunden herangeführt. Im Aufteilpunkt erfolgen eine optisch-elektrische Wandlung, eine elektrische Verstär‐ kung, Aufteilung sowie eine elektrisch-optische Wandlung (Bild 4.4) (OLT: Optical Line Terminal/ Termination). Der Vorteil dieser Variante besteht darin, dass ein hoher Aufteilfaktor am Knoten möglich ist. Die Konzentration bzw. die Verteilung erfolgt mit optischen Ethernet-Swit‐ chen. Der Aufteilpunkt kann nach Bedarf aufgerüstet werden. Es muss nur die Schnittstellenkarte ausgetauscht werden. Das ermöglicht flexible Geschäftsmodelle. OLT Vermittlungsstelle LWL-Struktur Teilnehmer ONU aktive Technik ONU ONU Bild 4.4: Signalaufteilung beim aktiven optischen Netz Die Nachteile des aktiven optischen Netzes ergeben sich daraus, dass aktive Hardware (Transceiver, Multiplexer, Switch, Stromversorgung, Batterie) im Feld benötigt wird. Das ist problematisch, da die Technik Temperaturschwankungen und gegebenenfalls Vandalismus ausgesetzt ist. Außerdem ist das Netzmanagement aufwändiger. Im Vergleich zur Punkt-zu-Punkt-Verbindung wird beim aktiven optischen Netz zwar Faserinfrastruktur eingespart, aber der Bedarf an aktiven Komponenten ist nach wie vor hoch. Bei 32 Kunden benötigt man eine oder zwei Fasern (bidirektional oder unidirektional) und drei (von OLT zum Aufteilpunkt) + 3 · 32 (vom Aufteilpunkt zu den Kunden) = 99 Sender und Empfänger. Die Struktur entsprechend Bild 4.4 kann man als eine abgesetzte Vermittlungsstelle und Punkt-zu-Punkt-Übertragung auffassen. Die Bandbreite des Lichtwellenleiters zwischen OLT und dem aktiven Knoten lässt sich unter Nutzung von Wellenlängenmultiplex vervielfachen. 4.2.2.2 Passives optisches Netz (PON) Auch bei dieser Variante wird der Lichtwellenleiter möglichst nahe an die Kunden gebracht. Jetzt erfolgt die Aufteilung der Signale rein passiv mit einem leistungsteilenden Koppler (Splitter) (Bild 4.5). OLT ONU Splitter ONU ONU Bild 4.4: Signalaufteilung beim aktiven optischen Netz Die Nachteile des aktiven optischen Netzes ergeben sich daraus, dass aktive Hardware (Transceiver, Multiplexer, Switch, Stromversorgung, Batterie) im Feld benötigt wird. Das ist problematisch, da die Technik Temperaturschwankungen und gegebenenfalls Vandalismus ausgesetzt ist. Außerdem ist das Netzmanagement aufwändiger. Im Vergleich zur Punkt-zu-Punkt-Verbindung wird beim aktiven optischen Netz zwar Faserinfrastruktur eingespart, aber der Bedarf an aktiven Komponenten ist nach wie vor hoch. Bei 32 Kunden benötigt man eine oder zwei Fasern (bidirektional oder unidirektional) und drei (von OLT zum Aufteilpunkt) + 3 ∙ 32 (vom Aufteilpunkt zu den Kunden) = 99 Sender und Empfänger. Die Struktur entsprechend Bild 4.4 kann man als eine abgesetzte Vermittlungsstelle und Punkt-zu-Punkt-Übertragung auffassen. Die Bandbreite des Lichtwellenleiters zwischen OLT und dem aktiven Knoten lässt sich unter Nutzung von Wellenlängen‐ multiplex vervielfachen. 176 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="178"?> 4.2.2.2 Passives optisches Netz (PON) Auch bei dieser Variante wird der Lichtwellenleiter möglichst nahe an die Kunden ge‐ bracht. Jetzt erfolgt die Aufteilung der Signale rein passiv mit einem leistungsteilenden Koppler (Splitter) (Bild 4.5). 150 Im Vergleich zur Punkt-zu-Punkt-Verbindung wird beim aktiven optischen Netz zwar Faserinfrastruktur eingespart, aber der Bedarf an aktiven Komponenten ist nach wie vor hoch. Bei 32 Kunden benötigt man eine oder zwei Fasern (bidirektional oder unidirektional) und drei (von OLT zum Aufteilpunkt) + 3 · 32 (vom Aufteilpunkt zu den Kunden) = 99 Sender und Empfänger. Die Struktur entsprechend Bild 4.4 kann man als eine abgesetzte Vermittlungsstelle und Punkt-zu-Punkt-Übertragung auffassen. Die Bandbreite des Lichtwellenleiters zwischen OLT und dem aktiven Knoten lässt sich unter Nutzung von Wellenlängenmultiplex vervielfachen. 4.2.2.2 Passives optisches Netz (PON) Auch bei dieser Variante wird der Lichtwellenleiter möglichst nahe an die Kunden gebracht. Jetzt erfolgt die Aufteilung der Signale rein passiv mit einem leistungsteilenden Koppler (Splitter) (Bild 4.5). OLT Vermittlungsstelle LWL-Struktur Teilnehmer ONU Splitter ONU ONU Bild 4.5: Signalaufteilung beim passiven optischen Netz Bild 4.5: Signalaufteilung beim passiven optischen Netz Der Vorteil des passiven optischen Netzes besteht in der Einsparung an Faserinfra‐ struktur und an aktiven Komponenten. Für alle Kunden werden nur zwei Sender und ein Empfänger sowie eventuell ein optischer Verstärker in der Vermittlungsstelle benötigt. Jeder Teilnehmer erhält nur seine relevanten Daten. Beim Kunden befinden sich ein Sender und zwei Empfänger. Bei 32 Kunden ergibt sich ein Bedarf von 2 + 32 = 34 Sendern und 1 + 2 ∙ 32 = 65 Empfängern, an die allerdings höhere Anforderungen zu stellen sind, da viele Signale gleichzeitig gesendet werden und zum Empfänger gelangen. Standardisierte Übertragungsprotokolle ermöglichen, dass sich die Kunden die Bandbreite der Faser teilen. Die Signale werden zeitlich ineinander geschachtelt. Haben alle 32 Kunden einen Bedarf von 100 Mbit/ s, so werden über die Faser 3,2 Gbit/ s übertragen. Das ist für eine Singlemode-Faser kein Problem. Außerdem nutzen nie alle Kunden gleichzeitig die volle angebotene Bandbreite. Im Vergleich zum aktiven optischen Netz ist kein aktiver Verteilpunkt mit Stromver‐ sorgung erforderlich. Der Splitter teilt passiv die Leistung auf die einzelnen Kunden auf. Downstream (Bild 4.6, links) erfolgt bei GPON die Übertragung im Zeitmultiplex (TDM). Alle Daten werden von jedem Kunden empfangen. Zur Gewährleistung der Ab‐ hörsicherheit erfolgt eine Verschlüsselung mit Advanced Encryption Standard (AES). Der optische Netzabschluss (ONT) entnimmt nur die für den jeweiligen Teilnehmer relevanten Daten. 177 4.2 Netzstrukturen <?page no="179"?> Upstream (Bild 4.6, rechts) erfolgt die Übertragung mit Time Division Multiplex Access (TDMA). Im Burst-Mode-Betrieb erhalten die Kunden jeweils einen bestimmten Zeitschlitz für die Übertragung zugewiesen. Der optische Leitungsabschluss (OLT) steuert, welcher Kunde als nächster Zugang zum Upstream-Rahmen hat. So werden Kollisionen am Splitter vermieden. Die Signale werden durch den Splitter gedämpft. Eine Aufteilung 1 auf 32 bewirkt eine Dämpfung von bis zu 18 dB in beiden Richtungen. Damit wird das Dämpfungsbudget stark belastet. Abhörsicherheit erfolgt eine Verschlüsselung mit Advanced Encryption Standard (AES). Der optische Netzabschluss (ONT) entnimmt nur die für den jeweiligen Teilnehmer relevanten Daten. Upstream (Bild 4.6, rechts) erfolgt die Übertragung mit Time Division Multiplex Access (TDMA). Im Burst-Mode-Betrieb erhalten die Kunden jeweils einen bestimmten Zeitschlitz für die Übertragung zugewiesen. Der optische Leitungsabschluss (OLT) steuert, welcher Kunde als nächstes Zugang zum Upstream-Rahmen hat. So werden Kollisionen am Splitter vermieden. Die Signale werden durch den Splitter gedämpft. Eine Aufteilung 1 auf 32 bewirkt eine Dämpfung von bis zu 18 dB in beiden Richtungen . Damit wird das Dämpfungsbudget stark belastet. Bild 4.6: Links downstream: TDM; rechts upstream: TDMA Bild 4.7 zeigt eine Punkt-zu-Multi-Punkt-Übertragung über eine einzige Faser. Die Struktur ist ähnlich derjenigen in Bild 4.3, nur dass zusätzlich am Ende des Lichtwellenleiters der Splitter eingefügt wurde. Bild 4.6: Links downstream: TDM; rechts upstream: TDMA Bild 4.7 zeigt eine Punkt-zu-Multi-Punkt-Übertragung über eine einzige Faser. Die Struktur ist ähnlich derjenigen in Bild 4.3, nur dass zusätzlich am Ende des Lichtwel‐ lenleiters der Splitter eingefügt wurde. Empfänger 1310 nm OLT Schnittstellen Dienste WDM-Koppler Splitter WDM- Koppler Sender 1490 nm Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehmer Übertragungsstrecke z.B. 20 km Video EDFA Sender 1310 nm ONT Schnittstellen Dienste Empfänger 1490 nm Empfänger 1550 nm Video WDM-Koppler WDM- Koppler Bild 4.7: Passives optisches Netz, eine Faser je Teilnehmer Die Anordnung in Bild 4.8 ist analog derjenigen von Bild 4.2, nur dass jetzt zusätzlich zwei Splitter ergänzt wurden. Da die Übertragung über zwei Fasern erfolgt, kann auf die Wellenlänge 1490 nm verzichtet werden. Empfänger 1310 nm OLT Sender 1310 nm Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehmer Übertragungsstrecke Video EDFA Sender 1310 nm ONT Empfänger 1310 nm Empfänger 1550 nm Video Schnittstellen Dienste WDM-Koppler WDM-Koppler Schnittstellen Dienste Splitter Splitter Bild 4.7: Passives optisches Netz, eine Faser je Teilnehmer Die Anordnung in Bild 4.8 ist analog derjenigen von Bild 4.2, nur dass jetzt zusätzlich zwei Splitter ergänzt wurden. Da die Übertragung über zwei Fasern erfolgt, kann auf die Wellenlänge 1490 nm verzichtet werden. 178 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="180"?> 152 Übertragungsstrecke z.B. 20 km Video Bild 4.7: Passives optisches Netz, eine Faser je Teilnehmer Die Anordnung in Bild 4.8 ist analog derjenigen von Bild 4.2, nur dass jetzt zusätzlich zwei Splitter ergänzt wurden. Da die Übertragung über zwei Fasern erfolgt, kann auf die Wellenlänge 1490 nm verzichtet werden. Empfänger 1310 nm OLT Sender 1310 nm Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehmer Übertragungsstrecke Video EDFA Sender 1310 nm ONT Empfänger 1310 nm Empfänger 1550 nm Video Schnittstellen Dienste WDM-Koppler WDM-Koppler Schnittstellen Dienste Splitter Splitter Bild 4.8: Passives optisches Netz (PON), zwei Fasern je Teilnehmer Man kann alternativ eine P2MP-Übertragung über zwei Fasern auch realisieren, indem die Daten- und Sprachsignale bidirektional über die erste Faser und das Videosignal allein über die zweite Faser übertragen wird (Bild 4.9). Der Sender für das Daten-/ Sprachsignal downstream hat dann die Wellenlänge 1550 nm. Eine weitere Variante ist die Mischung einer Punkt-zu-Punktmit einer Punkt-zu- Multipunkt-Struktur (Bild 4.10). Daten- und Sprachsignal wird Punkt-zu-Punkt bereitgestellt: Jeder Teilnehmer erhält seine individuellen Daten. Die Übertragung ist abhörsicher und große Bandbreiten können zur Verfügung gestellt werden. Das Videosignal wird auf viele Teilnehmer über den Splitter verteilt. Alle Kunden erhalten die gleiche Information, zum Beispiel Hunderte Fernsehprogramme. Bild 4.8: Passives optisches Netz (PON), zwei Fasern je Teilnehmer Man kann alternativ eine P2MP-Übertragung über zwei Fasern auch realisieren, indem die Daten- und Sprachsignale bidirektional über die erste Faser und das Videosignal allein über die zweite Faser übertragen wird (Bild 4.9). Der Sender für das Daten-/ Sprachsignal downstream hat dann die Wellenlänge 1550 nm. Eine weitere Variante ist die Mischung einer Punkt-zu-Punktmit einer Punkt-zu-Mul‐ tipunkt-Struktur (Bild 4.10). Daten- und Sprachsignal wird Punkt-zu-Punkt bereitge‐ stellt: Jeder Teilnehmer erhält seine individuellen Daten. Die Übertragung ist abhörsicher und große Bandbreiten können zur Verfügung gestellt werden. Das Videosignal wird auf viele Teilnehmer über den Splitter verteilt. Alle Kunden erhalten die gleiche Information, zum Beispiel Hunderte Fernsehprogramme. Empfänger 1310 nm OLT Schnittstellen Dienste Splitter WDM- Koppler Sender 1550 nm Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehmer Übertragungsstrecke z.B. 20 km Video EDFA Sender 1310 nm ONT Schnittstellen Dienste Empfänger 1550 nm Empfänger 1550 nm Video WDM- Koppler Splitter Bild 4.9: PON, zwei Fasern je Teilnehmer, separate Übertragung von Video Empfänger 1310 nm OLT Schnittstellen Dienste Splitter WDM- Koppler Sender 1550 nm Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehmer Übertragungsstrecke z.B. 20 km Video EDFA Sender 1310 nm ONT Schnittstellen Dienste Empfänger 1550 nm Empfänger 1550 nm Video WDM- Koppler Bild 4.10: Mischung Punkt-zu-Punkt und Punkt-zu-Multi-Punkt Bild 4.9: PON, zwei Fasern je Teilnehmer, separate Übertragung von Video 179 4.2 Netzstrukturen <?page no="181"?> 153 Schnittstellen Dienste Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehme Übertragungsstrecke z.B. 20 km Video EDFA Schnittstellen Dienste Empfänger 1550 nm Video Splitter Bild 4.9: PON, zwei Fasern je Teilnehmer, separate Übertragung von Video Empfänger 1310 nm OLT Schnittstellen Dienste Splitter WDM- Koppler Sender 1550 nm Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehmer Übertragungsstrecke z.B. 20 km Video EDFA Sender 1310 nm ONT Schnittstellen Dienste Empfänger 1550 nm Empfänger 1550 nm Video WDM- Koppler Bild 4.10: Mischung Punkt-zu-Punkt und Punkt-zu-Multi-Punkt OLT ONU 1 ONU 5 ONU 4 ONU 2 ONU 3 Bild 4.11: Ringstruktur Je nach Infrastruktur kann das Netz als Ringstruktur (Bild 4.11) oder modifizierte Baumstruktur (Bild 4.12) aufgebaut werden. Die Leistungsaufteilung kann auch kaskadiert erfolgen, zum Beispiel zunächst ein Splitter 1 · 4 und nach weiteren Faserlängen vier Splitter 1 · 8 (Bild 4.13). Bild 4.10: Mischung Punkt-zu-Punkt und Punkt-zu-Multi-Punkt 153 Schnittstellen Dienste Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehme Übertragungsstrecke z.B. 20 km Video EDFA Schnittstellen Dienste Empfänger 1550 nm Video Splitter Bild 4.9: PON, zwei Fasern je Teilnehmer, separate Übertragung von Video Empfänger 1310 nm OLT Schnittstellen Dienste Splitter WDM- Koppler Sender 1550 nm Sender 1550 nm Vermittlungsstelle (CO) Teilnehmer Übertragungsstrecke z.B. 20 km Video EDFA Sender 1310 nm ONT Schnittstellen Dienste Empfänger 1550 nm Empfänger 1550 nm Video WDM- Koppler Bild 4.10: Mischung Punkt-zu-Punkt und Punkt-zu-Multi-Punkt OLT ONU 1 ONU 5 ONU 4 ONU 2 ONU 3 Bild 4.11: Ringstruktur Je nach Infrastruktur kann das Netz als Ringstruktur (Bild 4.11) oder modifizierte Baumstruktur (Bild 4.12) aufgebaut werden. Die Leistungsaufteilung kann auch kaskadiert erfolgen, zum Beispiel zunächst ein Splitter 1 · 4 und nach weiteren Faserlängen vier Splitter 1 · 8 (Bild 4.13). Bild 4.11: Ringstruktur Je nach Infrastruktur kann das Netz als Ringstruktur (Bild 4.11) oder modifizierte Baumstruktur (Bild 4.12) aufgebaut werden. Die Leistungsaufteilung kann auch kas‐ kadiert erfolgen, zum Beispiel zunächst ein Splitter 1 ∙ 4 und nach weiteren Faserlängen vier Splitter 1 ∙ 8 (Bild 4.13). OLT ONU 2 ONU 1 ONU 3 ONU 5 ONU 4 Bild 4.12: modifizierte Baumstruktur bis zu 32 Wohnun en 1×4 OLT Bild 4.12: modifizierte Baumstruktur 180 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="182"?> 154 OLT ONU 2 ONU 1 ONU 3 ONU 5 ONU 4 Bild 4.12: modifizierte Baumstruktur bis zu 32 Wohnungen 1×4 1×8 OLT 1×8 1×8 1×8 Bild 4.13: Dezentrales Splitterkonzept 4.2.3 Vergleich der Varianten Bei Punkt zu Punkt-Übertragung ( P2P ) steht nahezu eine unbegrenzte Übertragungskapazität zur Verfügung. Die Bandbreite und die Leistung müssen nicht geteilt werden. Diese Variante erfordert die höchsten Kosten. Beim aktiven optischen Netz ( AON ) müssen sich die Kunden die Bandbreite teilen. Jedem Kunden steht aber die volle Leistung zur Verfügung, da im Aufteilpunkt das Signal (elektrisch) verstärkt wird. Diese Lösung ist flexibel. Punkt-zu-Punkt- Verbindung und aktives optisches Netz haben vergleichbare Investitionskosten. Beim passiven optischen Netz ( PON ) müssen sich die Teilnehmer sowohl die Bandbreite als auch die Leistung teilen. Die Investitionskosten (CAPEX) und die Betriebskosten (OPEX) sind am geringsten. Die Bandbreitenteilung beim passiven optischen Netz gilt für Daten, Sprache, Videoon-Demand und eventuell für Time-Shift-TV, sofern die Daten beim Kunden nicht zwischengespeichert werden. Ungeteilte Bandbreite steht bei Video-Verteildiensten zur Verfügung, da jeder Teilnehmer das gleiche Signal zur gleichen Zeit erhält. Bild 4.13: Dezentrales Splitterkonzept 4.2.3 Vergleich der Varianten Bei Punkt zu Punkt-Übertragung (P2P) steht nahezu eine unbegrenzte Übertragungs‐ kapazität zur Verfügung. Die Bandbreite und die Leistung müssen nicht geteilt werden. Diese Variante erfordert die höchsten Kosten. Beim aktiven optischen Netz (AON) müssen sich die Kunden die Bandbreite teilen. Jedem Kunden steht aber die volle Leistung zur Verfügung, da im Aufteilpunkt das Si‐ gnal (elektrisch) verstärkt wird. Diese Lösung ist flexibel. Punkt-zu-Punkt-Verbindung und aktives optisches Netz haben vergleichbare Investitionskosten. Beim passiven optischen Netz (PON) müssen sich die Teilnehmer sowohl die Band‐ breite als auch die Leistung teilen. Die Investitionskosten (CAPEX) und die Betriebs‐ kosten (OPEX) sind am geringsten. Die Bandbreitenteilung beim passiven optischen Netz gilt für Daten, Sprache, Vi‐ deo-on-Demand und eventuell für Time-Shift-TV, sofern die Daten beim Kunden nicht zwischengespeichert werden. Ungeteilte Bandbreite steht bei Video-Verteildiensten zur Verfügung, da jeder Teilnehmer das gleiche Signal zur gleichen Zeit erhält. Die Entscheidung für eine der drei Varianten hängt von der vorhandenen Infrastruktur, der Besiedlungsdichte, der Wettbewerbssituation und dem Stand der Regulierung ab. Grundsätzlich erlauben sowohl P2P als auch PON Open-Access (Abschnitt 4.3: Offene Infrastruktur). Außerdem ist zwischen FTTH und FTTB zu entscheiden. Der Vorteil bei FTTH besteht darin, dass die Stromversorgung im Keller entfällt. Die Stromversorgung in der Wohnung ist Sache des Mieters. 181 4.2 Netzstrukturen <?page no="183"?> Ein Vorteil von FTTB ist, dass die vorhandene Inhouse-Verkabelung genutzt werden kann. So können schnell viele Teilnehmer mit hoher Bandbreite und vertretbarem Aufwand angeschlossen werden. Von Nachteil bei FTTB können Probleme mit der elektromagnetischen Verträglichkeit sein, wenn die Kupferverkabelung im Haus nicht die ausreichende Qualität aufweist. Dann muss diese unter Umständen erneuert werden 4.3 Offene Infrastruktur Der Trend geht zu einer offenen Infrastruktur (Open Access). Diese ermöglicht einen diskriminierungsfreien Zugang mehrerer Netzbetreiber zum Endkunden über nur eine Netzinfrastruktur. Das wird möglich durch Trennung der drei Geschäftsbereiche Infrastruktur, Netzbetrieb und Diensteebene. Kommunen, Stadtwerke usw. errichten und unterhalten eine passive Infrastruktur bis zum Kunden und stellen diese Netzbetreibern gegen Entgelt zur Verfügung. Die Netzbetreiber errichten die aktive Technik. Mehrere Diensteanbieter offerieren auf der Netzplattform Fernsehen, Telefonie sowie schnelles Internet. Sie sind für die Inhalte und Dienste verantwortlich. Der Teilnehmer kann aus dem Diensteangebot mehrerer Anbieter wählen und sich Internet, Fernsehen und Telefonie individuell zusammenstellen. Das fördert den Wettbewerb. Die Refinanzierungszeiten (ROI) bei FTTx-Projekten sind sehr groß. Langfristige Inves‐ titionen sind für kommunale oder regionale Energieversorger nichts Ungewöhnliches. Kommunale Anbieter können Synergieeffekte nutzen: Mitverlegung von Leerrohren für LWL-Kabel bei Gas-, Wasser-, Strom- und Abwasser-Leitungsarbeiten. 4.4 Wellenlängenbelegung bei FTTx Wie beim Wellenlängenmultiplex (Abschnitt 6) werden auch bei FTTx mehrere Wel‐ lenlängen gleichzeitig übertragen und so die Übertragungskapazität der Faser besser ausgenutzt (Bild 4.14): ■ 1270 nm ± 10 nm: 10GE-PON, XG-PON, XGS-PON (up); Sprache und Daten ■ 1310 nm: Sprache und Daten (up) ■ 1400 nm…1450 nm: Band für zukünftige Anwendungen ■ 1490 nm ± 10 nm: Sprache, Daten und eventuell IPTV (DFB-Laser) (down) ■ 1524 nm…1544 nm: TWDM-PON (up) ■ 1550 nm…1560 nm: Videoverteildienste, CATV (DFB-Laser) (down) 182 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="184"?> ■ 1575 nm…1580 nm: 10GE-PON, XG-PON, XGS-PON (down) ■ Sprache, Daten und eventuell IPTV ■ 1570 nm oder 1610 nm ± 10 nm: RFoG (up); Videosignal ■ 1596 nm…1603 nm: TWDM-PON (down) ■ 1603 nm…1625 nm: P2P DWDM-PON ■ 1625 nm…1675 nm: Überwachungskanal; ermöglicht die Überwachung bzw. Messung während des Betriebes. 156  1490 nm ± 10 nm: Sprache, Daten und eventuell IPTV (DFB-Laser) (down)  1524 nm...1544 nm: TWDM-PON (up)  1550 nm...1560 nm: Videoverteildienste, CATV (DFB-Laser) (down)  1575 nm...1580 nm: 10GE-PON, XG-PON, XGS-PON (down) Sprache, Daten und eventuell IPTV  1570 nm oder 1610 nm ± 10 nm: RFoG (up); Videosignal  1596 nm...1603 nm: TWDM-PON (down)  1603 nm...1625 nm: P2P DWDM-PON  1625 nm...1675 nm: Überwachungskanal; ermöglicht die Überwachung bzw. Messung während des Betriebes. 10GE/ XG-PON XGS-PON up 10GE/ XG-PON XGS-PON down TWDM-PON up TWDM-PON down P2P DWDM- PON Wellenlänge in nm 1300 Überwachung PON 1650 nm 1400 1500 1600 1700 1310 nm Daten 1490 nm Video 1550 nm RFoG GPON up B/ GPON down Bild 4.14: Wellenlängenbelegung bei FTTx 4.5 Normen maximale Datenrate down/ up Jahr Norm ITU: International Telecommunication Unit GPON 2,5 Gbit/ s/ 1,25 Gbit/ s 2004 G.984 XG-PON 10 Gbit/ s/ 2,5 Gbit/ s 2010 G.987 TWDM-PON 40 Gbit/ s/ 10 Gbit/ s 2015 G.989 TWDM-PON+ > 10 Gbit/ s pro  2018 XGS-PON 10 Gbit/ s/ 10 Gbit/ s G.9807 XGS-PON+ 25 Gbit/ s/ 25 Gbit/ s IEEE: Institut of Electrical and Electronic Engineers GE-PON 1,25 Gbit/ s/ 1,25 Gbit/ s 2004 IEEE 802.3ah 10GE-PON 10 Gbit/ s/ 1 Gbit/ s oder 10 Gbit/ s/ 10 Gbit/ s 2009 IEEE 802.3av 100GE-PON 25, 50 oder 100 Gbit/ s/ 25, 50 oder 100 Gbit/ s 2019 IEEE 802.3ca Tabelle 4.2: Normen passive optische Netze nach FTTH Handbook, Edition 8, D&O Committee, 13/ 02/ 2018. Bild 4.14: Wellenlängenbelegung bei FTTx 4.5 Normen maximale Datenrate down/ up Jahr Norm ITU: International Telecommunication Unit GPON 2,5 Gbit/ s/ 1,25 Gbit/ s 2004 G.984 XG-PON 10 Gbit/ s/ 2,5 Gbit/ s 2010 G.987 TWDM-PON 40 Gbit/ s/ 10 Gbit/ s 2015 G.989 TWDM-PON+ > 10 Gbit/ s pro λ 2018 XGS-PON 10 Gbit/ s/ 10 Gbit/ s G.9807 XGS-PON+ 25 Gbit/ s/ 25 Gbit/ s IEEE: Institut of Electrical and Electronic Engineers GE-PON 1,25 Gbit/ s/ 1,25 Gbit/ s 2004 IEEE 802.3ah 10GE-PON 10 Gbit/ s/ 1 Gbit/ s oder 10 Gbit/ s/ 10 Gbit/ s 2009 IEEE 802.3av 100GE-PON 25, 50 oder 100 Gbit/ s/ 25, 50 oder 100 Gbit/ s 2019 IEEE 802.3ca Tab. 4.2: Normen passive optische Netze nach FTTH Handbook, Edition 8, D&O Committee, 13/ 02/ 2018. 183 4.5 Normen <?page no="185"?> Passive optische Netze nutzen verschiedene Techniken und Standards. Diese unter‐ scheiden sich durch die Protokolle, die übertragenen Dienste, die realisierten Bandbrei‐ ten in den beiden Übertragungsrichtungen, die Teilerverhältnisse, die Streckenlängen usw. X in Tabelle 4.2 steht für römisch 10 und S für symmetrisch. Eine Erhöhung der Bandbreite im passiven optischen Netz erfordert an der Schnittstelle zu den öffentlichen Diensten (Telefon, Internet, Video) ebenfalls eine große Bandbreite. Der Ausbau der lokalen Netze erfordert umfangreiche Investitionen in die Metro- und Kernnetze, um die hohe Kapazität der passiven optischen Netze auch nutzen zu können. 4.5.1 Gigabit-PON Gigabit-PON wurde bei der ITU in der Full Service Access Network (FSAN) Group standardisiert. Es wurde in der physikalischen Ebene optimiert und ermöglicht hohe Datenraten, große Streckenlängen und große Teilerverhältnisse (32, 64, 128). GPON unterstützt sowohl die analoge als auch die digitale Videoübertragung und wird vor allem in Europa und den USA eingesetzt. Das Trennen (Downstream) bzw. das Zusammenfügen (Upstream) der Daten der verschiedenen Teilnehmer erfolgt wie in Bild 4.6 (Abschnitt 4.2.2.2) beschrieben. GPONs stellen hohe Anforderungen an die Synchronisation (exakte Taktung) zwischen den aktiven Komponenten an den Leitungsenden. 4.5.2 Gigabit-Ethernet-PON Gigabit-Ethernet-PON (GE-PON) wurde bei IEEE standardisiert und nutzt die Ether‐ net-Technik (paketorientierte Übertragung). GE-PON hat große Verbreitung in Asien und ermöglicht eine höhere Flexibilität bei der Bandbreitenzuteilung. Downstream: Die Daten aller Teilnehmer gelangen zu allen ONUs und sind aus Sicher‐ heitsgründen verschlüsselt. Die ONU verwirft alle nicht an die eigene MAC-Adresse gerichteten Ethernet-Pakete. Upstream: Das Zusammenfügen der Daten erfolgt wie bei GPON nach dem TDMA-Verfahren (Bild 4.6, rechts). Die Bruttodatenrate beträgt 1,244 Gbit/ s und ist symmetrisch. Man unterscheidet: ■ 1000Base-PX10: 1 Gbit/ s (Netto) bis zu 10 km ■ 1000Base-PX20: 1 Gbit/ s (Netto) bis zu 20 km 184 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="186"?> 4.5.3 Next-Generation PON Bei den Überlegungen zu den passiven optischen Netzen der nächsten Generation (NG) sind folgende Fragen zu beantworten: ■ Wie schnell wachsen die zukünftigen Bandbreitenbedürfnisse? ■ Wie wird man diesen Bedürfnissen gerecht? Folgende Anforderungen müssen NG-PON erfüllen: ■ Bereitstellung einer höheren Bandbreite pro Kunde. ■ Die vorhandene Infrastruktur muss weiterhin nutzbar sein! Diese hat eine Lebens‐ dauer von mindestens 30 Jahren. Sie muss flexibel und skalierbar sein. Ein System- oder Technikwechsel ist nach spätestens zehn Jahren zu erwarten. ■ Vorhandene Dienste müssen weiter unterstützt werden. ■ geringe Kosten Die Standardisierungsbestrebungen haben das Ziel: ■ höhere Datenraten ■ größere Reichweiten ■ höhere Teilerverhältnisse ■ neue Multiplexverfahren 4.5.4 Downstream 10 Gbit/ s Die Bandbreite wird durch Zeitmultiplex erhöht. Es gibt verschiedene Möglichkeiten. Allen Varianten ist gemeinsam, dass die Bandbreite downstream 10 Gbit/ s beträgt: ■ 10GE-PON: 10 Gbit/ s down, 1 Gbit/ s up oder 10 Gbit/ s down, 10 Gbit/ s up. ■ XG-PON: 10 Gbit/ s down, 2,5 Gbit/ s up. ■ XGS-PON: 10 Gbit/ s down, 10 Gbit/ s up (S: symmetrisch). Die Übertragung erfolgt mit anderen Wellenlängen als bei GPON bzw. EPON, um eine Migration (paralleler Betrieb) zu ermöglichen. Während einige Teilnehmer noch die ursprüngliche (geringere) Bandbreite nutzen (ursprüngliche Wellenlängen), wird an‐ deren Teilnehmern eine höhere Datenrate zur Verfügung gestellt (neue Wellenlängen). Es ist keine Änderung der passiven Infrastruktur erforderlich, sofern die Splitter hinreichend spektral breitbandig sind. Die Splitter müssen für alle Betriebswellen‐ längen das gleiche Teilerverhältnis haben. 185 4.5 Normen <?page no="187"?> 158 Migration (paralleler Betrieb) zu ermöglichen. Während einige Teilnehmer noch die ursprüngliche (geringere) Bandbreite nutzen (ursprüngliche Wellenlängen), wird anderen Teilnehmern eine höhere Datenrate zur Verfügung gestellt (neue Wellenlängen). Es ist keine Änderung der passiven Infrastruktur erforderlich, sofern die Splitter hinreichend spektral breitbandig sind . Die Splitter müssen für alle Betriebswellenlängen das gleiche Teilerverhältnis haben. Bild 4.15: Paralleler Betrieb von GPON und XG-PON Bild 4.15: Paralleler Betrieb von GPON und XG-PON Anstelle 1490 nm (down) wird bei ≈ 1577 nm und anstelle 1310 nm (up) wird bei 1270 nm übertragen (vergleiche Bilder 4.14 und Bild 4.15). Downstream kann zusätzlich das Videosignal (1550 nm) übermittelt werden (nicht dargestellt). Wellenlängenselektive Filter in der Vermittlungsstelle und beim Teilnehmer blocken die jeweils unerwünsch‐ ten Wellenlängen ab. 4.5.5 TWDM-PON Zeitmultiplex und Wellenlängenmultiplex werden miteinander kombiniert (TWDM: Time and Wavelength Division Multiplex). Wie im vorhergehenden Abschnitt be‐ schrieben ist eine Migration in ein bestehendes GPON-Netz möglich. Es ist keine zusätzliche Investition in die passive Infrastruktur erforderlich. Über eine PON-Struktur 1 x n werden downstream und upstream nicht nur eine, sondern mehrere Wellenlängen übertragen. Alle Wellenlängen werden an den Splittern aufgeteilt. Jeder Splitterausgang transportiert mehrere Wellenlängen. Die Zuordnung der jeweiligen Wellenlänge erfolgt mit durchstimmbaren Sendern und Empfängern. Entsprechend Bild 4.16 erfolgt die Leistungsteilung mit Splittern und die Wellenlän‐ genteilung bzw. -zusammenführung mit Multiplexern/ Demultiplexern (MUX, DMUX, WDM). TWDM-PON erlaubt die Zuordnung von Wellenlängen zu mehreren Netzbetreibern. Damit können sich mehrere Betreiber ein Netz teilen: Mehrere Wellenlängen liegen bei einem Teilnehmer an. Dieser entscheidet, von welchem Anbieter er das Signal (die jeweilige Wellenlänge) nutzen möchte. 186 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="188"?> 159 Entsprechend Bild 4.16 erfolgt die Leistungsteilung mit Splittern und die Wellenlängenteilung bzw. -zusammenführung mit Multiplexern/ Demultiplexern (MUX, DMUX, WDM). TWDM-PON erlaubt die Zuordnung von Wellenlängen zu mehreren Netzbetreibern. Damit können sich mehrere Betreiber ein Netz teilen: Mehrere Wellenlängen liegen bei einem Teilnehmer an. Dieser entscheidet, von welchem Anbieter er das Signal (die jeweilige Wellenlänge) nutzen möchte. Bild 4.16: Übertragung mehrerer Wellenlängen über ein passives optisches Netz (schematisch) Bild 4.16: Übertragung mehrerer Wellenlängen über ein passives optisches Netz (schematisch) Folgende Konfigurationen sind vorgesehen: ■ 2,5 Gbit/ s (down)/ 2,5 Gbit/ s (up) (symmetrisch) ■ 10 Gbit/ s (down)/ 2,5 Gbit/ s (up) (asymmetrisch) ■ 10 Gbit/ s (down)/ 10 Gbit/ s (up) (symmetrisch) ■ 4 oder 8 Wellenlängen je Richtung Um eine Migration zu ermöglichen, wurden neue Wellenlängenbänder spezifiziert: ■ λ D (down): 1596 nm…1603 nm (8 Kanäle, Abstand 100 GHz) ■ λ U (up): 1524 nm…1544 nm Bei Vollausbau erhöht sich die Datenrate auf 8 x 10 Gbit/ s = 80 Gbit/ s. Bei einer gleichmäßigen Aufteilung 1 x 32 erhält jeder Teilnehmer 80 Gbit/ s : 32 = 2,5 Gbit/ s, bei 1 x 64 1,25 Gbit/ s und bei 1 x 128 625 Mbit/ s. 4.5.6 Wellenlängenmultiplex-PON (P2P WDM-PON) P2P WDM-PON bedeutet, dass jeder Teilnehmer seine eigene Wellenlänge erhält. Es entsteht eine logische Punkt-zu-Punkt-Verbindung über eine Punkt-zu-Multipunkt-In‐ frastruktur. WDM-PON ist die ideale Kombination von P2P und PON. 187 4.5 Normen <?page no="189"?> Wer aktuell eine Investition in einen P2P-Struktur scheut, kann zunächst eine PON-Struktur errichten und diese bei zunehmendem Bandbreitenbedarf auf WDM-PON aufrüsten. Die Signale der einzelnen Teilnehmer können mit Hilfe der Demultiplexer eindeutig getrennt werden. Jedem Kunden wird seine individuelle Datenrate protokollunabhän‐ gig zugeteilt. Die Bandbreite muss nicht mehr geteilt werden. WDM-PON ermöglicht eine hohe Flexibilität: ■ Weitere Teilnehmer lassen sich problemlos hinzufügen oder außer Betrieb neh‐ men, ohne komplexe Eingriffe in das Gesamtsystem vornehmen zu müssen. ■ Im Gegensatz zu TDM-PON ermöglicht P2P WDM-PON höhere Freiheitsgrade bezüglich Reichweite, Bandbreite und Protokoll. ■ Es ist eine individuelle Anpassung des Bandbreitenbedarfs an die Anforderungen des jeweiligen Teilnehmers möglich (100 Mbit/ s, 1 Gbit/ s, 10 Gbit/ s). Beim TDM-PON kann es wegen der Vieldeutigkeit des Messergebnisses (Überlagerung vieler Rückstreukurven) erforderlich sein, vom Teilnehmer aus zu messen. Das ist bei P2P WDM-PON nicht notwendig. Verwendet man ein durchstimmbares optisches Rückstreumessgerät, durchläuft eine bestimmte Wellenlänge zwischen Sen‐ der und Empfänger einen definierten Pfad. Fehler können von der Vermittlungsstelle aus lokalisiert werden. Darüber hinaus sind WDM-PON-Systeme wesentlich abhörsicherer, ohne auf Ver‐ schlüsselungstechniken zurückgreifen zu müssen. Durch Verzicht auf das TDMA-Ver‐ fahren im Upstream vereinfacht sich die benötigte Elektronik. Im Gegensatz zum aktiven optischen Netz wird keine aktive Technik im Verteilgebiet benötigt. 188 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="190"?> OLT D1 D2 D3 D32 Empfänger 1 U1 Empfänger 2 Empfänger 3 U3 Empfänger 32 U32 WDM-Koppler WDM-Koppler D1 U1 ONT D2 U2 ONT D3 U3 ONT D32 U32 ONT WDM-Koppler Sender 1 Sender 2 Sender 3 Sender 32 WDM-Koppler Bild 4.17: P2P WDM-PON schematisch Bild 4.17 veranschaulicht die P2P WDM-PON-Struktur schematisch. Jede Wellenlänge durchläuft einen eindeutigen Pfad. Anstelle ONT kann stehen:  Funkmast: im Weiteren elektrische Übertragung durch den freien Raum.  Kabelverzweiger (KVz): im Weiteren Übertragung über Zweidraht-Kupferleiter (VDSL, Vectoring).  FTTB oder FTTH Beim Übergang von GPON zu P2P WDM-PON wird der Splitter durch einen wellenlängenselektiven Koppler ersetzt. Während ein 1 x 32-Splitter eine Dämpfung von etwa 17 dB hat, verursachen die beiden wellenlängenselektiven Koppler etwa 2 x 4 dB = 8 dB. Die Teilnehmer müssen sich die Leistung nicht mehr teilen. Es stehen ca. 9 dB mehr Budget zur Verfügung. Das kann man nutzen zur Überbrückung größerer Streckenlängen oder zur Erhöhung des Teilerverhältnisses. So werden Streckenlängen bis zu (80...100) km ohne optische Verstärkung möglich. Deutlich größere Einzugsbereiche als mit Kupfer können realisiert werden. Auf einen Großteil der Standorte der Vermittlungsstellen kann verzichtet werden. Der Nachteil von WDM-PON sind die höheren Kosten: Jeder Teilnehmer benötigt seinen eigenen Sender. Die Standardisierung von WDM-PON ist noch nicht abgeschlossen. 4.5.7 Zusammenfassung FTTx-Varianten Bild 4.18 vergleicht die verschiedenen besprochenen FTTx-Varianten. Bild 4.19 stellt Bild 4.17: P2P WDM-PON schematisch Bild 4.17 veranschaulicht die P2P WDM-PON-Struktur schematisch. Jede Wellenlänge durchläuft einen eindeutigen Pfad. Anstelle ONT kann stehen: ■ Funkmast: im Weiteren elektrische Übertragung durch den freien Raum. ■ Kabelverzweiger (KVz): im Weiteren Übertragung über Zweidraht-Kupferleiter (VDSL, Vectoring). ■ FTTB oder FTTH Beim Übergang von GPON zu P2P WDM-PON wird der Splitter durch einen wellen‐ längenselektiven Koppler ersetzt. Während ein 1 x 32-Splitter eine Dämpfung von etwa 17 dB hat, verursachen die beiden wellenlängenselektiven Koppler etwa 2 x 4 dB = 8 dB. Die Teilnehmer müssen sich die Leistung nicht mehr teilen. Es stehen ca. 9 dB mehr Budget zur Verfügung. Das kann man nutzen zur Überbrückung größerer Streckenlängen oder zur Erhöhung des Teilerverhältnisses. So werden Stre‐ ckenlängen bis zu (80…100) km ohne optische Verstärkung möglich. Deutlich größere Einzugsbereiche als mit Kupfer können realisiert werden. Auf einen Großteil der Standorte der Vermittlungsstellen kann verzichtet werden. Der Nachteil von WDM-PON sind die höheren Kosten: Jeder Teilnehmer benötigt seinen eigenen Sender. Die Standardisierung von WDM-PON ist noch nicht abgeschlossen. 189 4.5 Normen <?page no="191"?> 4.5.7 Zusammenfassung FTTx-Varianten Bild 4.18 vergleicht die verschiedenen besprochenen FTTx-Varianten. Bild 4.19 stellt die bei diesen Varianten genutzten Datenraten gegenüber. 162 FTTx P2MP P2P Active Ethernet Active Ethernet PON TDM- PON P2P WDM-PON 20...32 Kanäle EPON Ethernet TWDM-PON (40/ 40 oder 80/ 80) Gbit/ s XGS-PON 10/ 10 Gbit/ s 25/ 25 Gbit/ s XG-PON 10/ 2,5 Gbit/ s GPON 2,5/ 1,25 Gbit/ s 100GE-PON (25...100/ 25...100 Gbit/ s) 10GE-PON (10/ 1 bzw. 10/ 10 Gbit/ s) GE-PON (1/ 1 Gbit/ s) Bild 4.18: Vergleich der FTTx-Varianten TWDM PON 4/ 4 Kanäle wie im Bild oder 8/ 8 Kanäle 1,0 Gbit/ s 1,25 Gbit/ s 2,5 Gbit/ s 10 Gbit/ s XGS-PON oder 10/ 10E-PON XG-PON 10/ 1GE-PON GPON EPON Datenrate Downstream (Pfeil nach unten) Upstream (Pfeil nach oben) Bild 4.19: Datenraten FTTx-Varianten (Auswahl) Bild 4.18: Vergleich der FTTx-Varianten 162 FTTx P2MP P2P Active Ethernet Active Ethernet PON TDM- PON P2P WDM-PON 20...32 Kanäle EPON Ethernet TWDM-PON (40/ 40 oder 80/ 80) Gbit/ s XGS-PON 10/ 10 Gbit/ s 25/ 25 Gbit/ s XG-PON 10/ 2,5 Gbit/ s GPON 2,5/ 1,25 Gbit/ s 100GE-PON (25...100/ 25...100 Gbit/ s) 10GE-PON (10/ 1 bzw. 10/ 10 Gbit/ s) GE-PON (1/ 1 Gbit/ s) Bild 4.18: Vergleich der FTTx-Varianten TWDM PON 4/ 4 Kanäle wie im Bild oder 8/ 8 Kanäle 1,0 Gbit/ s 1,25 Gbit/ s 2,5 Gbit/ s 10 Gbit/ s XGS-PON oder 10/ 10E-PON XG-PON 10/ 1GE-PON GPON EPON Datenrate Downstream (Pfeil nach unten) Upstream (Pfeil nach oben) Bild 4.19: Datenraten FTTx-Varianten (Auswahl) Bild 4.19: Datenraten FTTx-Varianten (Auswahl) 190 4 Fiber to the Home/ Building <?page no="192"?> 5 Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht 5.1 Allgemeine Regeln Die entscheidenden Parameter bei der Planung einer optischen Übertragung sind die zu überbrückende Streckenlänge und die zu übertragende Datenrate bzw. Bandbreite. Die Streckenlänge wird durch die Dämpfung des Nutzsignals begrenzt. Der Empfän‐ ger benötigt eine bestimmte Mindestleistung, um das Signal von Rauscheinflüssen, denen der Empfänger stets unterliegt, trennen zu können. Diese Mindestleistung (Empfängerempfindlichkeit) hängt von der Bandbreite ab. Bei höheren Bandbreiten sind höhere Leistungen erforderlich, da der Empfänger stärker rauscht. Der erforderliche Abstand zwischen Signal und Rauschen hängt auch von der Art der Modulation ab: Während ein digitales System bei einem optischen Si‐ gnal-zu-Rausch-Verhältnis von 20 dB fehlerfrei arbeitet (benötigte Mindestleistung am Empfänger ≈ -35 dBm), ist bei einem analogen System ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis von 55 dB erforderlich (benötigte Mindestleistung am Empfänger ≈ 0 dBm). Ein höheres optisches Signal-zu-Rausch-Verhältnis am Empfänger erfordert eine hö‐ here Senderleistung bzw. eine geringere Streckendämpfung, sofern die wesentlichen Rauschanteile durch den Empfänger verursacht werden. Rauschen kann auch durch den Sender, den Lichtwellenleiter und durch die Wechsel‐ wirkung zwischen beiden verursacht werden (Modenverteilungsrauschen, Amplitu‐ denintensitätsrauschen, Rauschen durch optische Rückkopplung, Modenrauschen). Die übertragbare Datenrate bzw. Bandbreite wird durch Dispersionseffekte auf dem Lichtwellenleiter begrenzt. Infolge Dispersion wird der Impuls entlang der Strecke verbreitert. Benachbarte Impulse können sich überlappen (Abschnitt 1.2). Die Systemkomponenten sind so zu wählen, dass die Übertragung mit hinreichender Sicherheit weder dämpfungsbegrenzt noch dispersionsbegrenzt ist. Es ist jedoch wenig sinnvoll, einen hohen Aufwand bei der Reduktion der Dispersion zu treiben, wenn das System dämpfungsbegrenzt ist oder umgekehrt. Es ist bezüglich der Erfüllung beider Anforderungen zu optimieren. Für die Systemplanung müssen die Parameter der einzelnen Komponenten bekannt sein. Bei der Planung unter dem Aspekt der Dämpfung betrifft das die Ausgangs‐ leistung des Senders, die Empfindlichkeit des Empfängers in Abhängigkeit von der zu übertragenden Datenrate bzw. Bandbreite, die Dämpfungskoeffizienten und Längen <?page no="193"?> der Lichtwellenleiter, die Dämpfung der Stecker, der Spleiße und der optischen Komponenten. Bei der Planung unter dem Aspekt der Dispersion sind die Datenrate bzw. Bandbreite, die Längen der Lichtwellenleiter sowie die spektralen Eigenschaften der Sender (Halbwertsbreite bzw. Dispersionstoleranz) zu berücksichtigen. Bei Multimode-Übertragung benötigt man das Bandbreite-Längen-Produkt (verschie‐ dene Definitionen). Bei hochbitratigen Systemen (beispielsweise Gigabit-Ethernet) muss der Sender eine sehr geringe spektrale Halbwertsbreite haben (Abschnitt 1.2.3.3). In der Singlemode-Technik ist die Kenntnis des Koeffizienten der chromatischen Dispersion des Lichtwellenleiters erforderlich (Abschnitt 1.2.5). In hochbitratigen Singlemode-Systemen ist auch der Koeffizient der Polarisationsmodendispersion des Lichtwellenleiters zu berücksichtigen (Abschnitt 1.2.14). Schließlich können auch die Bandbreite von Sender und Empfänger (Anstiegs- und Abfallzeit) eine Rolle spielen. Darüber hinaus spielt der Aspekt der Reflexionen, die durch die Strecke bewirkt werden, bei der Systemplanung eine wichtige Rolle. Zur Reduktion der Reflexionen sind reflexionsarme Stecker einzusetzen (Kapitel 2). Bei Einsatz von rückwirkungs‐ empfindlichen Lasern (DFB-Laser in DWDM-Systemen) dienen optische Isolatoren dazu, die zurückfließenden Leistungen zu unterdrücken (Abschnitt 6.2). 5.2 Planung des Dämpfungsbudgets Es ist P Tmax die maximale und P Tmin die minimale Leistung, die der Sender in die Faser koppelt. Weiterhin bedeutet P Rmax die maximale Leistung, die der Empfänger verarbei‐ ten kann (Sättigungsleistung) und P Rmin die minimale Leistung, die der Empfänger benötigt (Empfängerempfindlichkeit). L Tmax , L Tmin , L Rmax und L Rmin sind die entsprechen‐ den Pegel. Die Leistungen P haben die Maßeinheit mW und die Pegel L die Maßeinheit dBm (vergleiche Abschnitt 1.1.5). Die maximal zulässige Streckendämpfung a zul max in Dezibel ist die Differenz aus dem minimal eingekoppelten Pegel und der Empfängerempfindlichkeit. Sie wird dadurch begrenzt, dass der Empfänger eine bestimmte Mindestleistung benötigt: a zul max in dB = L Tmin in dBm − L Rmin in dBm (5.1) Die mindestens erforderliche Streckendämpfung a erf min in Dezibel ist die Differenz aus maximal eingekoppeltem Pegel und dem Sättigungspegel. Eine Mindestdämpfung ist erforderlich, um eine Sättigung des Empfängers zu vermeiden: 192 5 Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht <?page no="194"?> a erf min in dB = L Tmax in dBm − L Rmax in dBm (5.2) Falls L Rmax ≥ L Tmax , ist keine Mindest-Streckendämpfung erforderlich. Es besteht nicht die Gefahr, dass der Empfänger gesättigt werden kann. Sender und Empfänger können im Kurzschluss betrieben werden. Die Dynamik des Empfängers in dB ist die Differenz aus Sättigungspegel des Emp‐ fängers und Empfängerempfindlichkeit: D in dB = L Rmax in dBm − L Rmin in dBm (5.3) Die Pegelrelationen wurden in Bild 5.1 dargestellt. 165 Falls max T max R L L  , ist keine Mindest-Streckendämpfung erforderlich. Es besteht nicht die Gefahr, dass der Empfänger gesättigt werden kann. Sender und Empfänger können im Kurzschluss betrieben werden. Die Dynamik des Empfängers in dB ist die Differenz aus Sättigungspegel des Empfängers und Empfängerempfindlichkeit: dBm in L dBm in L dB in D min R max R   (5.3) Die Pegelrelationen wurden in Bild 5.1 dargestellt. maximal eingekoppelter Pegel L minimal eingekoppelter Pegel L Sättigungspegel des Empfängers L Empfängerempfindlichkeit L Dynamik des Empfängers D minimale Dämpfung a maximale Dämpfung a Pegel in dBm T T R erf zul R max min max min max min Bild 5.1: Beziehungen zwischen den Pegeln von Sender und Empfänger Beispiel für Pegelrelationen: max T L  0 dBm, min T L  -5 dBm, max R L  -10 dBm, min R L  -34 dBm: Daraus ergibt sich: max zul a  29 dB, min erf a  10 dB, D  24 dB. Die maximal zulässige Streckendämpfung beträgt 29 dB, die mindestens erforderliche Streckendämpfung ist 10 dB und die Dynamik des Empfängers beträgt 24 dB. Die Summe der Dämpfungen der Systemkomponenten ergibt die Streckendämpfung a St . Es ist max zul St min erf a a a   zu gewährleisten. Die zulässige Streckendämpfung ist sowohl nach oben, kann aber auch nach unten begrenzt sein. Falls die Streckendämpfung zu gering ist, kommen optische Dämpfungsglieder zum Einsatz. Falls sie zu hoch ist, werden optische Verstärker verwendet. Bild 5.1: Beziehungen zwischen den Pegeln von Sender und Empfänger Beispiel für Pegelrelationen: L Tmax = 0 dBm, L Tmin = -5 dBm, L Rmax = -10 dBm, L Rmin = -34 dBm: Daraus ergibt sich: a zul max = 29 dB, a erf min = 10 dB, D = 24 dB. 193 5.2 Planung des Dämpfungsbudgets <?page no="195"?> 1Strecke = ∑ ⋅ 1 √ wobei = 5.4 St = ⋅ + ⋅ Splei ß + ⋅ Stecker + Komponente + Res 5.10 = ⋅ 6.6 ( ) = ( ) ⋅ (2 ( )+ ( )) ( ) =1 3.6 = =1 =1 = 0 10 / 10 3.7 10 / 10 = 10 / 10 3.8 = −10 10 / 10 =1 =1 Die maximal zulässige Streckendämpfung beträgt 29 dB, die mindestens erforderli‐ che Streckendämpfung ist 10 dB und die Dynamik des Empfängers beträgt 24 dB. Die Summe der Dämpfungen der Systemkomponenten ergibt die Streckendämpfung a St . Es ist a erf min ≤ a St ≤ a zul max zu gewährleisten. Die zulässige Streckendämpfung ist sowohl nach oben, kann aber auch nach unten begrenzt sein. Falls die Streckendämpfung zu gering ist, kommen optische Dämpfungsglieder zum Einsatz. Falls sie zu hoch ist, werden optische Verstärker verwendet. Die Streckendämpfung a St berechnet sich folgendermaßen: (5.4) Dabei sind N die Anzahl, L n die Längen der LWL-Abschnitte und α n die zugehöri‐ gen Dämpfungskoeffizienten. Es ist k die Anzahl der Spleiße, a Spleiß die mittlere Spleißdämpfung, m die Anzahl der Steckverbindungen, a Stecker die mittlere Stecker‐ dämpfung, a Komponente die Dämpfung optischer Komponenten auf der Strecke (Koppler, dispersionskompensierende Bauelemente usw.) und der letzte Summand steht für eine Systemreserve. Die Dämpfungskoeffizienten der Faserabschnitte α n hängen von der Wellenlänge ab (Abschnitt 1.1.5). Meist wird für die gesamte Länge der gleiche Dämpfungskoeffizient angesetzt. Dann vereinfacht sich der erste Summand folgendermaßen: L∙α(λ). Dabei ist L die Gesamtlänge der Strecke. Typische Dämpfungskoeffizienten α(λ) findet man in Tabelle 1.1. Maximale Spleißdämpfungen liegen bei 0,10 dB. Größere Werte sind bei Verbindung von Fasern der gleichen Norm (zum Beispiel G.652) äußerst selten. Mittlere Spleiß‐ dämpfungen unterschreiten meist 0,05 dB. Die Stecker werden in verschiedenen Klassen spezifiziert (Abschnitt 2.8). Die Dämp‐ fungen liegen im Bereich von < 0,1 dB bis 1,5 dB. Eine Systemreserve ist stets zu berücksichtigen, da sich durch Reparaturen, Um‐ verlegungen und Umwelteinflüsse die Dämpfung der Strecke erhöhen kann. Die Systemreserve kann fest oder längenabhängig sein. Bei kurzen Strecken wird die Systemreserve als feste Größe angegeben, die unabhängig von der Streckenlänge ist, beispielsweise a Res = 3 dB (Gerade (1) in Bild 5.2). Bei langen Strecken wächst die erforderliche Reserve mit der Streckenlänge. Sie wird längenabhängig spezifiziert: a Res = L ∙ α Res (Gerade (2) in Bild 5.2). 194 5 Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht <?page no="196"?> 166 Eine Systemreserve ist stets zu berücksichtigen, da sich durch Reparaturen, Umverlegungen und Umwelteinflüsse die Dämpfung der Strecke erhöhen kann. Die Systemreserve kann fest oder längenabhängig sein. Bei kurzen Strecken wird die Systemreserve als feste Größe angegeben, die unabhängig von der Streckenlänge ist, beispielsweise a Res = 3 dB (Gerade (1) in Bild 5.2). Bei langen Strecken wächst die erforderliche Reserve mit der Streckenlänge. Sie wird längenabhängig spezifiziert: a Res = L ·  Res (Gerade (2) in Bild 5.2). Streckenlänge Systemreserve 0 0 (3) a R kombiniert (2) a R proportional der Länge(1) a R fest Bild 5.2: Systemreserve in Abhängigkeit von der Streckenlänge Bild 5.2: Systemreserve in Abhängigkeit von der Streckenlänge Mit L = 100 km und α Res = 0,05 dB/ km ergibt sich eine Systemreserve von a Res = 5 dB. Am sinnvollsten ist eine Kombination aus einer festen und einer längenabhängigen Reserve (Gerade (3) in Bild 5.2): a Res = a + L ∙ α. Mit a = 3 dB und α = 0,02 dB/ km ergibt sich eine Reserve bei einer sehr kurzen Strecke von 3 dB und bei einer langen Strecke (100 km) von 5 dB. Die in Gleichung (5.4) anzusetzenden Werte hängen vom LWL-Typ und der Übertragungswellenlänge, der Leistungsfähigkeit des Spleißgerätes und vom Steckertyp ab. 5.3 Pegeldiagramm Im Pegeldiagramm wird der Pegel als Funktion der Länge aufgetragen. Da der Pegel in logarithmischen Einheiten dargestellt wird, erscheint der exponentielle Abfall im Lichtwellenleiter als Gerade. Die obere Zeile im Bild 5.3 zeigt die Leistung und den Pegel von Sender und Empfänger. 195 5.3 Pegeldiagramm <?page no="197"?> 167 Leistungsfähigkeit des Spleißgerätes und vom Steckertyp ab. 5.3 Pegeldiagramm Im Pegeldiagramm wird der Pegel als Funktion der Länge aufgetragen. Da der Pegel in logarithmischen Einheiten dargestellt wird, erscheint der exponentielle Abfall im Lichtwellenleiter als Gerade. Die obere Zeile im Bild 5.3 zeigt die Leistung und den Pegel von Sender und Empfänger. P = 1mW => L = 0 dBm T Pegel in dBm Streckenlänge L = -7,268 dBm => P = 0,188 mW Laserdiode Empfänger Spleiß 0,1 dB Stecker 0,6 dB 0 dBm - 1,8 dB - 0,1 dB - 2,03 dB - 0,6 dB - 2,738 dB = - 7,268 dBm 0 -2 -4 -6 L = 4,5 km 1 L = 5,8 km L = 7,4 km 2 3 = 0,4 dB/ km 1 = 0,35 dB/ km = 0,37 dB/ km 2 3 Bild 5.3: Pegeldiagramm In der unteren Zeile stehen die zu den einzelnen Bestandteilen der Strecke gehörenden Dämpfungen. Diese werden vom Pegel des Senders (in dBm) subtrahiert und man erhält den Pegel, der am Empfänger eintrifft. Es gibt drei Abschnitte mit unterschiedlichen Dämpfungskoeffizienten. Diese äußern sich in einer unterschiedlich starken Neigung. Stecker- und Spleißdämpfungen werden als Stufen sichtbar. Bild 5.3: Pegeldiagramm In der unteren Zeile stehen die zu den einzelnen Bestandteilen der Strecke gehörenden Dämpfungen. Diese werden vom Pegel des Senders (in dBm) subtrahiert und man erhält den Pegel, der am Empfänger eintrifft. Es gibt drei Abschnitte mit unterschiedlichen Dämpfungskoeffizienten. Diese äußern sich in einer unterschiedlich starken Neigung. Stecker- und Spleißdämpfungen werden als Stufen sichtbar. Gewöhnlich fällt die Kurve ab (Dämpfung), außer bei Verwendung von optischen Verstärkern, dann kann die Kurve ansteigen. Nachfolgend werden zwei Beispiele betrachtet: Beispiel: Lange Singlemodestrecke bestehend aus 25 Abschnitten á 2 km. Diese benötigen 24 Muffen (Spleiße) auf der Strecke. Am Anfang und am Ende der Strecke wird ein Pigtail (Steckerschwänzchen) angespleißt: 26 Spleiße, 2 Stecker. ■ Übertragungswellenlänge: 1550 nm ■ Dämpfungskoeffizient: 0,20 dB/ km ■ Streckenlänge: 50 km = 25 ∙ 2 km Faserdämpfung: +10,0 dB 26 Spleiße á 0,1 dB: +2,6 dB 2 Steckerpaare á 0,1 dB (Klasse A): +0,2 dB Systemreserve 3 dB + 0,02 dB/ km ∙ 50 km: +4,0 dB Streckendämpfung: +16,8 dB 196 5 Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht <?page no="198"?> ■ von der Laserdiode in die Faser eingekoppelte Leistung: 0 dBm ■ am Empfänger eintreffende Leistung: 0 dBm - 16,8 dB = -16,8 dBm ■ Für die Empfängerempfindlichkeit muss gelten: L Rmin ≤ -16,8 dBm Es ist mit der Empfängerspezifikation im Datenblatt zu vergleichen. Beispiel: Extrem lange Singlemodestrecke mit optischen Verstärkern. ■ Übertragungswellenlänge 1550 nm ■ Dämpfungskoeffizient: 0,20 dB/ km ■ Länge: 300 km; drei Abschnitte á 100 km = 20 ∙ 5 km ■ hinter erstem und zweitem Abschnitt jeweils optischer Verstärker (25 dB) erster Abschnitt: eingekoppelter Pegel: 0 dBm Faserdämpfung (100 km): -20 dB 21 Spleiße á 0,1 dB: -2,1 dB 2 Steckerpaare á 0,1 dB (Klasse A): -0,2 dB Pegel vor dem Verstärker: -22,3 dBm Verstärkergewinn: 25 dB Pegel hinter erstem Abschnitt: 2,7 dBm zweiter Abschnitt: eingekoppelter Pegel: 2,7 dBm Faserdämpfung (100 km): -20 dB 21 Spleiße á 0,1 dB: -2,1 dB 2 Steckerpaare á 0,1 dBm (Klasse A): -0,2 dB Pegel vor dem Verstärker: -19,6 dBm Verstärkergewinn: 25 dB Pegel hinter zweitem Abschnitt: 5,4 dBm dritter Abschnitt: eingekoppelter Pegel: 5,4 dBm Streckendämpfung (100 km): -20 dB 21 Spleiße á 0,1 dB: -2,1 dB 2 Steckerpaare á 0,25 dB: -0,2 dB Pegel am Empfänger: -16,9 dBm Empfängerempfindlichkeit: 32 dBm Systemreserve: 15,1 dB entspricht: ≈ 0,050 dB/ km 197 5.3 Pegeldiagramm <?page no="199"?> 5.4 Dispersion in Lichtwellenleitern Verschiedene Dispersionseffekte führen im Lichtwellenleiter zu einer Impulsverbrei‐ terung mit zunehmender Streckenlänge. Das kann zur Überlappung der benachbarten Impulse und damit zu Störungen führen (Bild 1.10). Man unterscheidet folgende Dispersionseffekte (Kapitel 1): ■ Modendispersion im Multimode-Stufenprofil-LWL ■ Profildispersion im Multimode-Parabelprofil-LWL ■ Materialdispersion in allen LWL-Typen. Ist im Multimode-LWL vernachlässig‐ bar, außer wenn die Faser ein hohes Bandbreite-Längen-Produkt oder der Sender eine große spektrale Halbwertsbreite hat. ■ Wellenleiterdispersion im Singlemode-LWL ■ Chromatische Dispersion im Singlemode-LWL: Summe aus Materialdispersion und Wellenleiterdispersion. ■ Polarisationsmodendispersion im Singlemode-LWL Die Dispersion wird durch folgende Parameter charakterisiert: ■ „Bandbreite-Längen-Produkt“ beim Multimode-LWL, wenn die Materialdisper‐ sion vernachlässigbar ist. Dann hängt die Impulsverbreiterung allein von den Eigenschaften der Faser ab. ■ „Koeffizient der chromatischen Dispersion“ der Faser und „spektrale Halbwerts‐ breite“ bzw. „Dispersionstoleranz“ des Senders beim Singlemode-LWL. Die Dispersion hängt sowohl von den Fasereigenschaften, als auch von den Eigen‐ schaften des Senders ab. ■ „Polarisationsmodendispersion“: ist ein reiner Faserparameter. 5.4.1 Chromatische Dispersion Die physikalischen Hintergründe der chromatischen Dispersion (CD) wurden in Abschnitt 1.2.5.4 besprochen. Die Impulsverbreiterung wird verursacht durch unter‐ schiedliche Ausbreitungsgeschwindigkeiten der verschiedenen Wellenlängenanteile des eingekoppelten Lichts. 169 Pegel am Empfänger: -16,9 dBm Empfängerempfindlichkeit: -32 dBm Systemreserve: 15,1 dB entspricht: ≈ 0,050 dB/ km 5.4 Dispersion in Lichtwellenleitern Verschiedene Dispersionseffekte führen im Lichtwellenleiter zu einer Impulsverbreiterung mit zunehmender Streckenlänge. Das kann zur Überlappung der benachbarten Impulse und damit zu Störungen führen (Bild 1.10). Man unterscheidet folgende Dispersionseffekte (Kapitel 1):  Modendispersion im Multimode-Stufenprofil-LWL  Profildispersion im Multimode-Parabelprofil-LWL  Materialdispersion in allen LWL-Typen. Ist im Multimode-LWL vernachlässigbar, außer wenn die Faser ein hohes Bandbreite-Längen-Produkt oder der Sender eine große spektrale Halbwertsbreite hat.  Wellenleiterdispersion im Singlemode-LWL  Chromatische Dispersion im Singlemode-LWL: Summe aus Materialdispersion und Wellenleiterdispersion.  Polarisationsmodendispersion im Singlemode-LWL Die Dispersion wird durch folgende Parameter charakterisiert:  „Bandbreite-Längen-Produkt“ beim Multimode-LWL , wenn die Materialdispersion vernachlässigbar ist. Dann hängt die Impulsverbreiterung allein von den Eigenschaften der Faser ab.  „Koeffizient der chromatischen Dispersion“ der Faser und „spektrale Halbwertsbreite“ bzw. „Dispersionstoleranz“ des Senders beim Singlemode-LWL . Die Dispersion hängt sowohl von den Fasereigenschaften, als auch von den Eigenschaften des Senders ab.  „Polarisationsmodendispersion“: ist ein reiner Faserparameter. 5.4.1 Chromatische Dispersion Die physikalischen Hintergründe der chromatischen Dispersion (CD) wurden in Abschnitt 1.2.5.4 besprochen. Die Impulsverbreiterung wird verursacht durch unterschiedliche Ausbreitungsgeschwindigkeiten der verschiedenen Wellenlängenanteile des eingekoppelten Lichts. Bild 5.4: Impulsverbreiterung durch unterschiedliche Geschwindigkeiten der Farbanteile Bild 5.4: Impulsverbreiterung durch unterschiedliche Geschwindigkeiten der Farbanteile 198 5 Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht <?page no="200"?> Koppelt man weißes Licht (Sonnenlicht) in einen Lichtwellenleiter mit positivem Koeffizienten der chromatischen Dispersion ein, fächern die Farben auf, wie in Bild 5.4 (links) dargestellt: Die kleineren Wellenlängen (blaues Ende des Spektrums) laufen schneller als die größeren Wellenlängen (rotes Ende des Spektrums). Koppelt man weißes Licht in einen Lichtwellenleiter mit negativem Koeffizienten der chromatischen Dispersion ein, fächern die Farben auf, wie in Bild 5.4 (rechts) dargestellt: Die kleineren Wellenlängen (blaues Ende des Spektrums) laufen langsamer als die größeren Wellenlängen (rotes Ende des Spektrums). Sinngemäß verhält es sich, wenn der Sender nur eine geringe spektrale Halbwertsbreite hat: Die verschiedenen Wellenlängenanteile haben unterschiedliche Geschwindigkei‐ ten. Dabei handelt es sich um einen unvermeidbaren physikalischen Effekt. Aus Bild 5.4 ist gut zu erkennen, wie die chromatische Dispersion kompensiert werden kann: Lichtwellenleiter mit positivem und negativem Koeffizienten geeigneter Längen müssen kombiniert werden. Norm/ LWL-Typ Wellenlänge Koeffizient der chromatischen Dispersion G.652; G.657.A 1310 nm ≈ 0 ps/ (nm∙km) 1550 nm ≈ 17 ps/ (nm∙km) G.653 1550 nm ≈ 0 ps/ (nm∙km) G.655, TrueWave RS 1550 nm ≈ 4,4 ps/ (nm∙km) G.655, LEAF 1550 nm ≈ 3,67 ps/ (nm∙km) G.655, TeraLight 1550 nm ≈ 8,0 ps/ (nm∙km) G.656 1460 nm… 1625 m D CDmin = (1,00…4,58) ps/ (nm∙km) D CDmax = (4,60…14,00) ps/ (nm∙km) Tab. 5.1: Koeffizienten der chromatischen Dispersion in Abhängigkeit vom Fasertyp 170 Koppelt man weißes Licht (Sonnenlicht) in einen Lichtwellenleiter mit positivem Koeffizienten der chromatischen Dispersion ein, fächern die Farben auf, wie in Bild 5.4 (links) dargestellt: Die kleineren Wellenlängen (blaues Ende des Spektrums) laufen schneller als die größeren Wellenlängen (rotes Ende des Spektrums). Koppelt man weißes Licht in einen Lichtwellenleiter mit negativem Koeffizienten der chromatischen Dispersion ein, fächern die Farben auf, wie in Bild 5.4 (rechts) dargestellt: Die kleineren Wellenlängen (blaues Ende des Spektrums) laufen langsamer als die größeren Wellenlängen (rotes Ende des Spektrums). Sinngemäß verhält es sich, wenn der Sender nur eine geringe spektrale Halbwertsbreite hat: Die verschiedenen Wellenlängenanteile haben unterschiedliche Geschwindigkeiten. Dabei handelt es sich um einen unvermeidbaren physikalischen Effekt. Aus Bild 5.4 ist gut zu erkennen, wie die chromatische Dispersion kompensiert werden kann: Lichtwellenleiter mit positivem und negativem Koeffizienten geeigneter Längen müssen kombiniert werden. Norm/ LWL-Typ Wellenlänge Koeffizient der chromatischen Dispersion 1310 nm ≈ 0 ps/ (nm·km) G.652; G.657.A 1550 nm ≈ 17 ps/ (nm·km) G.653 1550 nm ≈ 0 ps/ (nm·km) G.655, TrueWave RS 1550 nm ≈ 4,4 ps/ (nm·km) G.655, LEAF 1550 nm ≈ 3,67 ps/ (nm·km) G.655, TeraLight 1550 nm ≈ 8,0 ps/ (nm·km) G.656 1460 nm... 1625 m D CDmin = (1,00...4,58) ps/ (nm·km) D CDmax = (4,60...14,00) ps/ (nm·km) Tabelle 5.1: Koeffizienten der chromatischen Dispersion in Abhängigkeit vom Fasertyp Bild 5.5: Koeffizienten der chromatischen Dispersion in Abhängigkeit von der Wellenlänge Bild 5.5: Koeffizienten der chromatischen Dispersion in Abhängigkeit von der Wellenlänge 199 5.4 Dispersion in Lichtwellenleitern <?page no="201"?> Die chromatische Dispersion ist determiniert. Ein bestimmter LWL-Typ (zum Beispiel Standard-Singlemode-LWL) hat bei einer bestimmten Wellenlänge unabhängig vom Hersteller einen bestimmten Koeffizienten der chromatischen Dispersion (Tabelle 5.1, Bild 5.5). 5.4.2 Dispersionstoleranz Der Koeffizient der chromatischen Dispersion D CD bewirkt entlang der Strecke eine bestimmte chromatische Dispersion CD (Abschnitt 1.2.5.4): CD = D CD ∙ L (5.5) Es besteht eine unmittelbare Analogie zur Dämpfung: a = α ∙ L (5.6) Die chromatische Dispersion und die Dämpfung wachsen proportional zur Strecken‐ länge. Die Proportionalitätsfaktoren sind Materialparameter: Koeffizient der chroma‐ tischen Dispersion D CD bzw. Dämpfungskoeffizient α. So wie eine bestimmte Dämpfung a nicht überschritten werden darf, ist auch die chromatische Dispersion begrenzt. Die zulässige Streckendämpfung a St liegt zwischen einem maximalen und minimalen Wert (Abschnitt 5.2): a erf min ≤ a St ≤ a zul max (5.7) Sinngemäß wird die zulässige chromatische Dispersion durch die Dispersionstole‐ ranz DT des Transceivers begrenzt. Der Betrag der chromatischen Dispersion darf die Dispersionstoleranz nicht überschreiten: DT ≥ CD => − DT ≤ CD ≤ + DT (5.8) 171 Die chromatische Dispersion ist determiniert. Ein bestimmter LWL-Typ (zum Beispiel Standard-Singlemode-LWL) hat bei einer bestimmten Wellenlänge unabhängig vom Hersteller einen bestimmten Koeffizienten der chromatischen Dispersion (Tabelle 5.1, Bild 5.5). 5.4.2 Dispersionstoleranz Der Koeffizient der chromatischen Dispersion D CD bewirkt entlang der Strecke eine bestimmte chromatische Dispersion CD (Abschnitt 1.2.5.4): CD = D CD · L (5.5) Es besteht eine unmittelbare Analogie zur Dämpfung: a =  · L (5.6) Die chromatische Dispersion und die Dämpfung wachsen proportional zur Streckenlänge. Die Proportionalitätsfaktoren sind Materialparameter: Koeffizient der chromatischen Dispersion D CD bzw. Dämpfungskoeffizient . So wie eine bestimmte Dämpfung a nicht überschritten werden darf, ist auch die chromatische Dispersion begrenzt. Die zulässige Streckendämpfung a St liegt zwischen einem maximalen und minimalen Wert (Abschnitt 5.2): max zul St min erf a a a   (5.7) Sinngemäß wird die zulässige chromatische Dispersion durch die Dispersionstoleranz DT des Transceivers begrenzt. Der Betrag der chromatischen Dispersion darf die Dispersionstoleranz nicht überschreiten: DT CD DT CD DT       (5.8) Bild 5.6: Dämpfung und chromatische Dispersion in Abhängigkeit von der Streckenlänge Bild 5.6: Dämpfung und chromatische Dispersion in Abhängigkeit von der Streckenlänge 200 5 Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht <?page no="202"?> Bild 5.6 veranschaulicht die Abhängigkeiten entsprechend Gleichung (5.7) bzw. (5.8). Liegt die chromatische Dispersion außerhalb des Bereiches entsprechend Glei‐ chung (5.8), muss sie kompensiert werden. Typische Werte für die Dispersionstoleranz von 10 Gbit/ s-Transceivern sind: DT = 800 ps/ nm; 1600 ps/ nm; 2400 ps/ nm. Mit einem Koeffizienten der chromatischen Dispersion von D CD = 20 ps/ (nm∙km) (Worst-Case-Wert für Standard-Singlemode-LWL unter Berücksichtigung von Über‐ tragswellenlängen > 1600 nm) ergeben sich mit L = DT DCD = 800 ps/ nm bzw. 1600 ps/ nm bzw. 2400 ps/ nm 20 ps/ (nm ⋅ km (5.9) die Streckenlängen: L = 40 km; 80 km; 120 km. Beim 40 Gbit/ s-Transceiver (DT ≈ 100 ps/ nm) ergibt sich mit D CD = 20 ps/ (nm∙km) eine dispersionsbegrenzte Streckenlänge von L ≈ 5 km. Alle angegebenen Längen gelten für die herkömmliche NRZ-Modulation. Unter Ver‐ wendung von modernen Modulationsverfahren sind die Dispersionstoleranz und damit die dispersionsbegrenzten Streckenlängen wesentlich größer: ■ DP-QPSK, DP-DQPSK; 100 Gbit/ s: DT = 140 ps/ nm => L = 7 km ■ DP-QPSK, kohärente Detektion; 100 Gbit/ s: DT = 50.000 ps/ nm => L = 2.500 km ■ Zum Vergleich: NRZ-Modulation; 100 Gbit/ s: DT ≈ 16 ps/ nm => L ≈ 0,8 km. 5.4.3 Kompensation der chromatischen Dispersion Liegt die chromatische Dispersion außerhalb des zulässigen Bereiches, kann man sie kompensieren. Hierfür sind geeignet: dispersionskompensierende Fasern (DCF), gechirpte Bragg-Gitter oder photonische Kristallfasern. Eine dispersionskompensierende Faser hat einen negativen Koeffizienten der chro‐ matischen Dispersion. Die verschiedenen Wellenlängenanteile laufen mit entgegen gesetzten Geschwindigkeiten (Bild 5.4) rechts. Beispiel: 80 km Standard-Singlemode-LWL bewirken eine chromatische Dispersion von CD ≈ 17 ps/ (nm∙km) x 80 km = 1360 ps/ nm bei 1550 nm. Eine dispersionskompen‐ sierende Faser mit D CD = -85 ps/ (nm∙km) (negativer Koeffizient der chromatischen Dispersion) kann über eine Streckenlänge von 16 km die Dispersion komplett kom‐ pensieren: CD ≈ -85 ps/ (nm∙km) x 16 km = -1360 ps/ nm. Bild 5.7 zeigt die Wirkung der dispersionskompensierenden Faser. Die Anstiege der Geraden-Abschnitte entsprechen den jeweiligen Koeffizienten der chromatischen Dispersion. Für verschiedene Telekommunikationsfasern gibt es passende dispersionskompensier‐ enden Fasern auf dem Markt. Bild 5.8 zeigt den Ausschnitt aus einem Datenblatt einer 201 5.4 Dispersion in Lichtwellenleitern <?page no="203"?> dispersionskompensierenden Faser für den Wellenlängenbereich 1525 nm…1565 nm (C-Band). Für das L-Band gibt es sinngemäße Module. 173 Bild 5.7: Kompensation der chromatischen Dispersion mit einer DCF Es werden unterschiedliche Module spezifiziert: CD = -340 ps/ nm, -680 ps/ nm, -1020 ps/ nm und -1360 ps/ nm. Setzt man D CD = 17 ps/ (nm·km) (Standard- Singlemode-LWL bei 1550 nm) kann man folgende Längen kompensieren: 20 km, 40 km, 60 km, 80 km. Bild 5.8: Datenblatt einer dispersionskompensierenden Faser (Quelle: Fujikura) Die Nachteile dieser Bauelemente bestehen in einem Beitrag zur Polarisationsmodendispersion (bis zu 1 ps bei -1360 ps/ nm) und einer großen Dämpfung (bis zu 8,5 dB bei -1360 ps/ nm) sowie etwa 2 dB Dämpfung durch Modenfelddurchmesser- Fehlanpassung, wenn die DCF auf einen Standard-Singlemode-LWL gespleißt wird. Gechirpte Bragg-Gitter bewirken eine geringere Dämpfung und Latenz. Bild 5.7: Kompensation der chromatischen Dispersion mit einer DCF Es werden unterschiedliche Module spezifiziert: CD = -340 ps/ nm, -680 ps/ nm, -1020 ps/ nm und -1360 ps/ nm. Setzt man D CD = 17 ps/ (nm∙km) (Standard-Single‐ mode-LWL bei 1550 nm) kann man folgende Längen kompensieren: 20 km, 40 km, 60 km, 80 km. 173 Bild 5.7: Kompensation der chromatischen Dispersion mit einer DCF Es werden unterschiedliche Module spezifiziert: CD = -340 ps/ nm, -680 ps/ nm, -1020 ps/ nm und -1360 ps/ nm. Setzt man D CD = 17 ps/ (nm·km) (Standard- Singlemode-LWL bei 1550 nm) kann man folgende Längen kompensieren: 20 km, 40 km, 60 km, 80 km. Bild 5.8: Datenblatt einer dispersionskompensierenden Faser (Quelle: Fujikura) Die Nachteile dieser Bauelemente bestehen in einem Beitrag zur Polarisationsmodendispersion (bis zu 1 ps bei -1360 ps/ nm) und einer großen Dämpfung (bis zu 8,5 dB bei -1360 ps/ nm) sowie etwa 2 dB Dämpfung durch Modenfelddurchmesser- Fehlanpassung, wenn die DCF auf einen Standard-Singlemode-LWL gespleißt wird. Gechirpte Bragg-Gitter bewirken eine geringere Dämpfung und Latenz. Bild 5.8: Datenblatt einer dispersionskompensierenden Faser (Quelle: Fujikura) 202 5 Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht <?page no="204"?> 5.4 St = ⋅ + ⋅ Splei ß + ⋅ Stecker + Komponente + Res 5.10 = ⋅ 6.6 ( ) = ( ) ⋅ (2 ( )+ ( )) =1 3.6 = =1 =1 = 0 10 / 10 3.7 10 / 10 = 10 / 10 3.8 = −10 10 / 10 =1 =1 Die Nachteile dieser Bauelemente bestehen in einem Beitrag zur Polarisationsmoden‐ dispersion (bis zu 1 ps bei -1360 ps/ nm) und einer großen Dämpfung (bis zu 8,5 dB bei -1360 ps/ nm) sowie etwa 2 dB Dämpfung durch Modenfelddurchmesser-Fehlan‐ passung, wenn die DCF auf einen Standard-Singlemode-LWL gespleißt wird. Gechirpte Bragg-Gitter bewirken eine geringere Dämpfung und Latenz. 5.4.4 Chromatische Dispersion bei Fasermischungen Bei Hintereinanderschaltung von Lichtwellenleitern mit unterschiedlichen Parametern ergibt sich ein mittlerer Koeffizient der chromatischen Dispersion der Strecke D CD : (5.10) Dabei sind L i die Längen der Streckenabschnitte, D CD i die entsprechenden Koeffizienten der chromatischen Dispersion und L ges die gesamte Länge der Strecke. Beispiel: Verbindung 100 km Weitverkehrsnetz (Truewave-RS-Faser) mit 20 km Stadtnetz (Standard-Singlemode-Faser). Für λ = 1550 nm gilt entsprechend Tabelle 5.1: D CD 1 ≈ 4,4 ps/ (nm∙km) und D CD 2 ≈ 17 ps/ (nm∙km). Mit Gleichung (5.10) ergibt sich D CD ≈ 6,5 ps/ (nm∙km). 5.5 Systemplanung 5.5.1 Einkanalübertragung Neben der Dämpfung können auch die chromatische Dispersion (Abschnitt 5.4.1), die Polarisationsmodendispersion (Abschnitt 1.2.14) und Mehrfachreflexionen die Qualität der Übertragung beeinträchtigen. Das führt zur Schließung des Augendiagramms und damit zur Reduktion des verfügbaren Pegels: Power Penalty (1 dB…2 dB). Chromatische Dispersion und Polarisationsmodendispersion überlagern sich und bewirken eine resultierende Impulsverbreiterung. Überbrückbare Streckenlängen wer‐ den in ITU-T G.691 klassifiziert (Tabelle 5.2): ■ I: Infra-Office ■ S: Short-haul ■ L: Long-haul ■ V: Very long-haul ■ U: Ultra long-haul 203 5.5 Systemplanung <?page no="205"?> Wellenlänge I1r/ I1 I2r/ I2 S1 S2 L1 L2 V1 V2 - U2 1310 nm 0,6 km/ 2 km 20 km 40 km 60 km*) 1550 nm 2 km/ 25 km 40 km 80 km 120 km 160 km**) „1“ kennzeichnet 1310 nm; „2“ kennzeichnet 1550 nm „r“ kennzeichnet reduzierte Länge *) nur STM-4 **) nur STM-4, STM-16 Tab. 5.2: Abschnittslängen bis STM-64 (10 Gbit/ s) G.652-Faser Bei der Festlegung der Abschnittslängen wird zu Grunde gelegt (Beispiel 1550 nm): Maximaler Dämpfungskoeffizient der Strecke einschließlich Spleißdämpfungen und Systemreserven: α Strecke = 0,275 dB/ km. Dieser Wert setzt sich folgendermaßen zusam‐ men: ■ Dämpfungskoeffizient der Faser: α Faser = 0,20 dB/ km ■ Dämpfungskoeffizient der Faserreserve: α Res = 0,05 dB/ km ■ Spleißdämpfung: a = 0,05 dB; Abschnittslängen: 2 km => Spleißdämpfungskoeffi‐ zient: α Spleiß = 0,025 dB/ km Für die Streckendämpfung gilt: a = α ∙L. Daraus ergibt sich die dämpfungsbegrenzte Streckenlänge: L Dämpfung = a/ α. Maximaler Koeffizient der Standard-Singlemode-Faser im dritten optischen Fenster: D CD = 20 ps/ (nm∙km). Chromatische Dispersion der Strecke: CD = D CD ∙ L. Mit der Dispersionstoleranz des Transceivers DT ≥ CD ergibt sich für die durch die chromatische Dispersion begrenzte Streckenlänge: L CD = DT/ D CD . Beispiel Transceiver L2: (10 Gbit/ s) entsprechend G.691 Der Transceiver ist folgendermaßen spezifiziert: L Tmax = + 2 dBm, L Tmin = − 2 dBm, L Rmax = − 9 dBm, L Rmin = − 26 dBm bei BER = 10 −12 Daraus ergibt sich: a zul max = 24 dB, a erf min = 11 dB, D = 17 dB Es wird der maximale Wert der Power Penalty angesetzt: 2 dB. Das entspricht einer scheinbaren Verringerung der Empfindlichkeit des Empfängers durch Schließen des Augendiagramms. Somit reduziert sich die maximal überbrückbare Streckendämpfung auf 24 dB - 2 dB = 22 dB. Die mindestens erforderliche Streckendämpfung liegt bei 11 dB. Mit dem Dämpfungs‐ koeffizient der Strecke von 0,275 dB/ km ergibt sich für die maximale bzw. minimale Länge 80 km bzw. 40 km in Übereinstimmung mit Tabelle 5.2. 204 5 Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht <?page no="206"?> Die maximale Dispersionstoleranz des Transceivers beträgt DT = 1600 ps/ nm (extern modulierter Laser: Abschnitt 6.2.5.1). Mit D CD = 20 ps/ (nm∙km) ergibt sich in Überein‐ stimmung mit der dämpfungsbegrenzten Länge für die dispersionsbegrenzte Länge 80 km. Beispiel Transceiver V2: 10 Gbit/ s entsprechend G.691 Der Transceiver ist folgendermaßen spezifiziert: L Tmax = + 13 dBm, L Tmin =+10 dBm, L Rmax = − 9 dBm, L Rmin = − 25 dBm bei BER = 10 −12 Daraus ergibt sich: a zul max = 35 dB, a erf min = 22 dB, D = 16 dB Es wird der maximale Wert der Power Penalty angesetzt: 2 dB. Somit reduziert sich die maximal überbrückbare Streckendämpfung auf 35 dB - 2 dB = 33 dB. Die mindestens erforderliche Streckendämpfung liegt bei 22 dB. Mit dem Dämpfungskoeffizient von 0,275 dB/ km ergibt sich für die maximale bzw. minimale Länge 120 km bzw. 80 km in Übereinstimmung mit Tabelle 5.2. Die maximale Dispersionstoleranz des Transceivers beträgt DT = 2400 ps/ nm (extern modulierter Laser). Mit D CD = 20 ps/ (nm∙km) ergibt sich eine Übereinstimmung der dämpfungsbegrenzten Länge mit der dispersionsbegrenzte Länge (120 km). Die Transceiver L2 bzw. V2 sind optimal konfiguriert: Dämpfungs- und dispersionsbe‐ grenzte Längen sind gleich. Die maximal zulässigen Reflexionsdämpfungen liegen bei 27 dB. 5.5.2 Grobes Wellenlängenmultiplex Beispiel Transceiver S2: Direkt modulierte Laser, Datenrate 2,5 Gbit/ s. L Tmax = +5 dBm, L Tmin = 0 dBm, L Rmax = 0 dBm, L Rmin = -18 dBm Daraus ergibt sich: a zul max = 18 dB, a erf min = 5 dB, D = 18 dB. Die Einfügedämpfung eines 8kanaligen CWDM-Multiplexer/ Demultiplexer-Paares liegt bei 3 dB. Es verbleibt ein verfügbares Dämpfungsbudget für die Faser von 18 dB - 3 dB = 15 dB. Die mindestens erforderliche Streckendämpfung beträgt 5 dB. Ein Großteil dieser Dämpfung wird durch das Multiplexer/ Demultiplexer-Paar aufgezehrt (5 dB - 3 dB = 2 dB). Da sich beim Groben Wellenlängenmultiplex die Wellenlängen über einen großen Bereich erstrecken, muss die Wellenlängenabhängigkeit des Dämpfungskoeffizienten berücksichtigt werden. In ITU-T G.695 Anhang I werden die Dämpfungskoeffizien‐ ten der Faser, einschließlich Stecker-, Spleiß- und Biegeverlusten für die einzelnen CWDM-Wellenlängen aufgelistet. 205 5.5 Systemplanung <?page no="207"?> Nutzt man die oberen acht Kanäle (Kanäle 11 bis 18: 1471 nm bis 1611 nm) beträgt der maximale Dämpfungskoeffizient 0,312 dB/ km (bei 1471 nm). Daraus ergibt sich eine dämpfungsbegrenzte Streckenlänge von ≥ 48,0 km. Bei den Kanälen 3 bis 10 (1311 nm bis 1451 nm) beträgt der maximale Dämpfungskoeffizient 0,423 dB/ km (bei 1311 nm) und die dämpfungsbegrenzte Streckenlänge liegt bei ≥ 35,5 km. Die Dispersionstoleranz des Lasers S2 beträgt: DT = 1000 ps/ nm. Die Streckenlängen berechnen sich mit Gleichung (5.9). Die Dispersionskoeffizienten hängen wie die Dämpfungskoeffizienten von der Wellenlänge ab und können dem Anhang I der G.695 entnommen werden. Kanäle 11 bis 18: D CD ≤ 21,09 ps/ (nm∙km) (bei 1611 nm); dispersionsbegrenzte Stre‐ ckenlänge ≥ 47,4 km. Kanäle 3 bis 10: D CD ≤ 11,49 ps/ (nm∙km) (bei 1451 nm); dispersionsbegrenzte Streckenlänge ≥ 87,0 km. Werden die oberen acht Kanäle gewählt, liegen die dämpfungsbegrenzte Länge bei 48,0 km und die dispersionsbegrenzte Länge bei 47,4 km. Beide Längen sind annähernd gleich: Das System ist optimal konfiguriert. Die meisten CWDM-Systeme arbeiten bei den oberen acht Kanälen. Nutzt man die Kanäle 3 bis 10 liegen die dämpfungs‐ begrenzte Strecke bei 35,5 km und die dispersionsbegrenzte Strecke bei 87,0 km. Die geringere Dispersion bei kleineren Wellenlängen kann nicht genutzt werden, da die Übertragung dämpfungsbegrenzt ist. 5.5.3 Dichtes Wellenlängenmultiplex Beispiel Transceiver S2b: Extern modulierte Laser, Datenrate 10 Gbit/ s. L Tmax = +2 dBm, L Tmin = −1 dBm, L Rmax = −1 dBm, L Rmin = -16 dBm Daraus ergibt sich: a zul max = 15 dB, a erf min = 3 dB, D = 15 dB. Die Einfügedämpfung eines 8kanaligen DWDM-Multiplexer/ Demultiplexer-Paares liegt bei 4 dB. Dann verbleibt ein verfügbares Dämpfungsbudget für die Faser von 15 dB - 4 dB = 11 dB. Die mindestens erforderliche Streckendämpfung beträgt 3 dB. Diese Dämpfung wird durch das Multiplexer/ Demultiplexer-Paar aufgezehrt (3 dB - 4 dB = -1 dB). Sender und Empfänger können im Kurzschluss betrieben werden. Nutzt man acht Kanäle im C-Band (1530,33 nm…1554,94 nm) kann man den in ITU-T G.695 Anhang I spezifizierten maximalen Dämpfungskoeffizient für 1551 nm zu Grunde legen: 0,326 dB/ km (Worst Case). Daraus ergibt sich eine dämpfungsbegrenzte Streckenlänge von ≥ 33,7 km. Mit einem Dämpfungskoeffizient von 0,275 dB/ km entsprechend Abschnitt 5.5.1, ergibt sich als dämpfungsbegrenzte Länge 40 km. 206 5 Planen von LWL-Strecken aus physikalischer Sicht <?page no="208"?> Die Dispersionstoleranz des Lasers S2b beträgt: DT = 800 ps/ nm. Die Koeffizienten der chromatischen Dispersion wurden in ITU-T G.695 Anhang I spezifiziert. Für die Wellenlänge 1551 nm gilt: D CD ≤ 17,46 ps/ (nm∙km). Daraus folgt für die dispersionsbe‐ grenzte Streckenlänge ≥ 45,8 km. Berücksichtigt man einen größeren Wellenlängenbereich ist D CD ≤ 20 ps/ (nm∙km) (Abschnitt 5.5.1) ergibt sich für die dispersionsbegrenzte Streckenlänge 40 km. 5.6 Zusammenfassung Die Planung von LWL-Strecken erfordert ein komplexes Herangehen. Es sind Dämp‐ fung und Dispersion, aber auch Reflexionen und Rauschen zu berücksichtigen. Die Dispersion ist vielgestaltig und hängt vom Fasertyp und der Wellenlänge ab. Die Dispersion im Multimode-Stufenprofil-LWL wird durch das Bandbreite-Län‐ gen-Produkt charakterisiert. Gleiches gilt für Multimode-Parabelprofil-LWL, außer bei Fasern mit sehr hohem Bandbreite-Längen-Produkt (zum Beispiel OM3, OM4, OM5) und/ oder wenn der Sender eine große spektrale Halbwertsbreite hat. Dann wird die Dispersion auch durch die spektralen Eigenschaften des Senders beeinflusst. Unvermeidbar ist im Singlemode-LWL die chromatische Dispersion. Sie kann aber re‐ lativ einfach kompensiert werden. Die Polarisationsmodendispersion spielt bei hohen Datenraten eine Rolle. Durch Verwendung von Fasern mit geringen PMD-Koeffizienten ist der Einfluss der Polarisationsmodendispersion beherrschbar. Moderne Transceiver sind so ausgelegt, dass dämpfungsbegrenzte und dispersionsbe‐ grenzte Länge gleich sind. 207 5.6 Zusammenfassung <?page no="210"?> 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung 6.1 Wichtige aktuelle Entwicklungen In den letzten 150 Jahren hat die Telekommunikation einen nachhaltigen Erfolg erzielt. Der Lichtwellenleiter ist die Basisinnovation der letzen 50 Jahre. 1970 wurden die ersten verlustarmen Lichtwellenleiter (20 dB/ km) entwickelt. 178 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung 6.1 Wichtige aktuelle Entwicklungen In den letzten 150 Jahren hat die Telekommunikation einen nachhaltigen Erfolg erzielt. Der Lichtwellenleiter ist die Basisinnovation der letzen 50 Jahre. 1970 wurden die ersten verlustarmen Lichtwellenleiter (20 dB/ km) entwickelt. Bild 6.1: Entwicklung der Datenrate in Abhängigkeit von der Zeit Bild 6.1 zeigt, dass innerhalb eines Zeitraumes von mehr als 150 Jahren die Transportkapazität des Trägers im Mittel pro Jahr um ca. 17 Prozent gewachsen ist. Das bedeutet exponentieller Anstieg seit 150 Jahren. Man erkennt eine Analogie zum Mooreschen Gesetz, nach dem auch ein exponentielles Wachstum erfolgt: Gordon Moore prognostizierte 1965, dass sich die Anzahl der Schaltkreiskomponenten auf einem Computerchip aller 18 bis 24 Monate verdoppelt. Treiber für höhere Bandbreiten sind Videodatenverkehr, Internet, mobile Anwendungen, Bandbreitenübertragung über die letzte Meile, Forschungsnetze, FTTH/ B, 5G, was einengmaschiges LWL-Netz erfordert, sowie IoT-Projekte in der Industrie. Aktuell zeichnen sich folgende Entwicklungen ab:  Verringerung des Beschichtungsdurchmessers der Faser von 250 µm auf 200 µm (Abschnitt 1.2.13.2). Das ermöglicht eine Erhöhung der Packungsdichte der Fasern in der Ader und im Kabel. Bild 6.1: Entwicklung der Datenrate in Abhängigkeit von der Zeit Bild 6.1 zeigt, dass innerhalb eines Zeitraumes von mehr als 150 Jahren die Transport‐ kapazität des Trägers im Mittel pro Jahr um ca. 17 Prozent gewachsen ist. Das bedeutet exponentieller Anstieg seit 150 Jahren. Man erkennt eine Analogie zum Mooreschen Gesetz, nach dem auch ein exponentielles Wachstum erfolgt: Gordon Moore prognostizierte 1965, dass sich die Anzahl der Schaltkreiskomponenten auf einem Computerchip aller 18 bis 24 Monate verdoppelt. Treiber für höhere Bandbreiten sind Videodatenverkehr, Internet, mobile Anwendun‐ gen, Bandbreitenübertragung über die letzte Meile, Forschungsnetze, FTTH/ B, 5G, was einengmaschiges LWL-Netz erfordert, sowie IoT-Projekte in der Industrie. Aktuell zeichnen sich folgende Entwicklungen ab: ■ Verringerung des Beschichtungsdurchmessers der Faser von 250 µm auf 200 µm (Abschnitt 1.2.13.2). Das ermöglicht eine Erhöhung der Packungsdichte der Fasern in der Ader und im Kabel. ■ Vergrößerung des Modenfelddurchmessers des G.654-Singlemode-LWL: reduziert nichtlineare Effekte und ermöglicht die Einkopplung höherer Leistungen (Ab‐ schnitt 1.2.8). <?page no="211"?> ■ Verringerung des Dämpfungskoeffizienten des Lichtwellenleiters ermöglicht grö‐ ßere Verstärkerabstände (Abschnitt 1.2.13). ■ Einführung biegeunempfindlicher Fasern (nach ITU-T G.657) für den Einsatz im Haus oder in der Wohnung (FTTH/ B) (Abschnitt 1.2.11). ■ Lichtwellenleiter mit reduziertem Wasserpeak (nach ITU-T G.652.D) für die Nutzung eines großen Wellenlängenbereiches (Abschnitt 1.2.6). ■ Wellenlängenmultiplex in allen Netzebenen, auch im Zugangsnetz (WDM-PON) (Abschnitte 4.5.5 und 4.5.6). ■ Grobes Wellenlängenmultiplex (CWDM) (Abschnitt 6.3). ■ Dichtes Wellenlängenmultiplex (DWDM) (Abschnitt 6.2). ■ Erhöhung der Datenrate pro Wellenlänge durch höherwertige Modulationsver‐ fahren (DP-QPSK, DP-16QAM,…) (Abschnitt 6.7.3). ■ Kohärente Übertragung, zum Beispiel 100 Gbit/ s mit DP-QPSK (Abschnitt 6.7.5). ■ Erhöhung der spektralen Effektivität (Datenrate bezogen auf den Kanalabstand). ■ Hohe Datenraten in Rechenzentren durch gleichzeitige Nutzung von Raummulti‐ plex und Wellenlängenmultiplex, zum Beispiel über Multimode-LWL 800 Gbit/ s und Singlemode-LWL 1,2 Tbit/ s. ■ Einsatz optischer Verstärker (EDFA, Ramanverstärker) um die überbrückbaren Streckenlängen zu erhöhen (Abschnitt 6.2.5.5). ■ Bauelementeintegration mit dem Ziel der Kostenreduktion. ■ Bereitstellung hoher Datenraten in den Zugangsnetzen: FTTH/ B; passive optische Netze (PON) (Kapitel 4). ■ Anbindung von Funkmasten an Lichtwellenleiter (FTTA). 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex 6.2.1 Zwei Wege zum hochbitratigen System In den letzten Jahrzehnten wurde die Datenrate stetig erhöht. Das erfolgte zunächst mit Hilfe des Zeitmultiplex: Die Signale wurden immer dichter zeitlich ineinander geschachtelt. Im Rahmen der Synchronen digitalen Hierarchie (SDH) wurde die Datenrate von 155,52 Mbit/ s (STM-1) auf 622,06 Mbit/ s (STM-4), auf 2488,32 Mbit/ s (STM-16), auf 9953,28 Mbit/ s (STM-64) erhöht. Eine Erhöhung der Datenrate um einen Faktor 4 erhöhte die Kosten etwa um einen Faktor 2 bis 2,5. Das heißt, die Bits werden immer preiswerter. Das ist der Grund, warum der Trend zu immer höheren Datenraten geht. Mitte der neunziger Jahre erfolgte der Übergang von 2,5 Gbit/ s (STM-16) auf 10 Gbit/ s (STM-64). Es war allerdings nicht möglich, den Kostenfaktor 2 bis 2,5 beizubehalten, da die 10 Gbit/ s-Messtechnik sehr teuer und die Anforderungen an die 10 Gbit/ s-Elek‐ tronik sehr hoch waren. 210 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="212"?> Ausweg: Kombination aus Zeitmultiplex (TDM) und Wellenlängenmultiplex (WDM). 180 Bild 6.2: Zwei Wege zum hochbitratigen System Man koppelte Licht von vier unterschiedlichen Farben (Wellenlängen) in einen Multiplexer ein. Dieser fügt die vier Wellenlängen verlustarm an seinem Ausgang zusammen. Aus vier 2,5 Gbit/ s-Signalen wird auf der Faser, die am Ausgang angekoppelt ist, ein 10 Gbit/ s-Signal. Der Demultiplexer trennt wieder in vier 2,5 Gbit/ s-Signale, so dass Messtechnik und Elektronik nur für 2,5 Gbit/ s zur Verfügung stehen müssen. In raschen Schritten kamen Wellenlängenmultiplexsysteme mit 16, 32, 64, 96 Wellenlängen á 2,5 Gbit/ s auf den Markt. Parallel dazu wurden 10 Gbit/ s-Systeme preisgünstig entwickelt und für Wellenlängenmultiplex optimiert: 16, 40, 80,... Kanäle. Bild 6.2 zeigt die Entwicklung der Datenraten im Laufe der Zeit für reines Zeitmultiplex (TDM) und eine Kombination von Zeitmultiplex und Wellenlängenmultiplex (TDM + WDM). Dargestellt ist die Bitrate in Abhängigkeit von der Zeit. Der Anstieg der Geraden ist ein Maß dafür, wie es gelingt, pro Zeiteinheit einen bestimmten Zuwachs an Datenrate zu realisieren. Der Anstieg bei TDM + WDM ist größer: größere Zuwachsraten an Datenrate können realisiert werden. Die Ordinate ist logarithmisch eingeteilt. Bei linearer Einteilung wäre der Anstieg der Geraden wesentlich steiler: Mit Wellenlängemultiplex können wesentlich höhere Zuwachsraten in der Bandbreite realisiert werden. Heute spricht man von einer Verdopplung der Nachfrage an Bandbreite aller zwei Jahre. Es ist nicht möglich aller zwei Jahre so viele Lichtwellenleiter zu verlegen, wie bereits liegen. Die Fasern müssen intensiver ausgenutzt werden. Das wird mit Wellenlängenmultiplex und höherwertigen Modulationsverfahren erreicht. Um 2000 standen 40 Gbit/ s-Systeme zur Verfügung, mit denen man auch Wellenlängenmultiplex realisierte (80 x 40 Gbit/ s). Seit 2018 sind 128 x 100 Gbit/ s-Systeme (12,8 Tbit/ s) kommerziell verfügbar. Bild 6.2: Zwei Wege zum hochbitratigen System Man koppelte Licht von vier unterschiedlichen Farben (Wellenlängen) in einen Mul‐ tiplexer ein. Dieser fügt die vier Wellenlängen verlustarm an seinem Ausgang zusam‐ men. Aus vier 2,5 Gbit/ s-Signalen wird auf der Faser, die am Ausgang angekoppelt ist, ein 10 Gbit/ s-Signal. Der Demultiplexer trennt wieder in vier 2,5 Gbit/ s-Signale, so dass Messtechnik und Elektronik nur für 2,5 Gbit/ s zur Verfügung stehen müssen. In raschen Schritten kamen Wellenlängenmultiplexsysteme mit 16, 32, 64, 96 Wellen‐ längen á 2,5 Gbit/ s auf den Markt. Parallel dazu wurden 10 Gbit/ s-Systeme preisgünstig entwickelt und für Wellenlängenmultiplex optimiert: 16, 40, 80,… Kanäle. Bild 6.2 zeigt die Entwicklung der Datenraten im Laufe der Zeit für reines Zeitmultiplex (TDM) und eine Kombination von Zeitmultiplex und Wellenlängenmultiplex (TDM + WDM). Dargestellt ist die Bitrate in Abhängigkeit von der Zeit. Der Anstieg der Geraden ist ein Maß dafür, wie es gelingt, pro Zeiteinheit einen bestimmten Zuwachs an Datenrate zu realisieren. Der Anstieg bei TDM + WDM ist größer: größere Zuwachsraten an Datenrate können realisiert werden. Die Ordinate ist logarithmisch eingeteilt. Bei linearer Einteilung wäre der Anstieg der Geraden wesentlich steiler: Mit Wellenlängemultiplex können wesentlich höhere Zuwachsraten in der Bandbreite realisiert werden. Heute spricht man von einer Verdopplung der Nachfrage an Bandbreite aller zwei Jahre. Es ist nicht möglich aller zwei Jahre so viele Lichtwellenleiter zu verlegen, wie bereits liegen. Die Fasern müssen intensiver ausgenutzt werden. Das wird mit Wellenlängenmultiplex und höherwertigen Modulationsverfahren erreicht. 211 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="213"?> Um 2000 standen 40 Gbit/ s-Systeme zur Verfügung, mit denen man auch Wellenlän‐ genmultiplex realisierte (80 x 40 Gbit/ s). Seit 2018 sind 128 x 100 Gbit/ s-Systeme (12,8 Tbit/ s) kommerziell verfügbar. 181 10 6 10 9 10 12 10 15 2010 2000 1990 1980 Bitrate in Gbit/ s derzeitige Kapazitätsgrenze Trend: Faktor 10 aller 4 Jahre Raummultiplex höherwertige Modulationsverfahren WDM EDFA verbesserte Fasern Bild 6.3: Trends der optischen Nachrichtenübertragung (Quelle: nach COMMSCOPE) Bild 6.3 veranschaulicht die Erhöhung der Datenrate durch folgende Trends:  In den achtziger Jahren wurden die Lichtwellenleiter optimiert.  In den neunziger Jahren wurden die erbiumdotierten Faserverstärker (EDFA) in Verbindung mit Wellenlängenmultiplex (WDM) entwickelt.  Ab dem Jahr 2000 wurden die Datenraten durch höherwertige Modulationsverfahren und kohärente Übertragung weiter erhöht.  Die Datenrate soll zukünftig durch Raummultiplex (Nutzung räumlich paralleler Kanäle) weiter erhöht werden. Aktuell liegt die Kapazitätsgrenze der Lichtwellenleiters bei 100 Tbit/ s. Entsprechend Bild 6.3 vervierfachte sich die Übertragungskapazität des Lichtwellenleiters in den letzten Jahrzehnten etwa aller zehn Jahre (ca. 15 % je Jahr). Vorsätze bei Maßeinheiten: 10 3 : Kilo (Tausend) 10 6 : Mega (Million) 10 9 : Giga (Milliarde) 10 12 : Tera (Billion) 10 15 : Peta (Billiarde) 6.2.2 Grundlagen Dichtes Wellenlängenmultiplex Bild 6.4 veranschaulicht das Prinzip des Dichten Wellenlängenmultiplex (DWDM: Dense Wavelength Division Multiplex) anhand von vier Kanälen. Die Sender E/ O (Laserdioden) emittieren Licht unterschiedlicher Wellenlängen. Diese wurden veranschaulicht durch die Farben blau, grün, gelb und rot. Bild 6.3: Trends der optischen Nachrichtenübertragung (Quelle: nach COMMSCOPE) Bild 6.3 veranschaulicht die Erhöhung der Datenrate durch folgende Trends: ■ In den achtziger Jahren wurden die Lichtwellenleiter optimiert. ■ In den neunziger Jahren wurden die erbiumdotierten Faserverstärker (EDFA) in Verbindung mit Wellenlängenmultiplex (WDM) entwickelt. ■ Ab dem Jahr 2000 wurden die Datenraten durch höherwertige Modulationsver‐ fahren und kohärente Übertragung weiter erhöht. ■ Die Datenrate soll zukünftig durch Raummultiplex (Nutzung räumlich paralleler Kanäle) weiter erhöht werden. Aktuell liegt die Kapazitätsgrenze des Lichtwellenleiters bei 100 Tbit/ s. Entsprechend Bild 6.3 verzehnfacht sich die Übertragungskapazität des Lichtwellenleiters etwa aller vier Jahre. Vorsätze bei Maßeinheiten: 10 3 : Kilo (Tausend) 10 6 : Mega (Million) 10 9 : Giga (Milliarde) 10 12 : Tera (Billion) 10 15 : Peta (Billiarde) 212 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="214"?> 6.2.2 Grundlagen Dichtes Wellenlängenmultiplex Bild 6.4 veranschaulicht das Prinzip des Dichten Wellenlängenmultiplex (DWDM: Dense Wavelength Division Multiplex) anhand von vier Kanälen. Die Sender E/ O (Laserdioden) emittieren Licht unterschiedlicher Wellenlängen. Diese wurden veran‐ schaulicht durch die Farben blau, grün, gelb und rot. 1 2 3 4 OFA E/ O E/ O E/ O E/ O O/ E O/ E O/ E O/ E D MUX MUX S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S S R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R R MPI-S S’ R’ MPI-R M4 4 M1 1 M2 2 M3 3 1 D1 1 1 2 2 3 3 4 4 2 D2 3 D3 4 D4 MUX: Wellenlängenmultiplexer DMUX: Wellenlängendemultiplexer OFA: optischer Verstärker E/ O: O/ E: Sender Empfänger Bild 6.4: Prinzip des Dichten Wellenlängenmultiplex Tatsächlich handelt es sich um infrarotes (nicht sichtbares) Licht mit geringem Wellenlängenabstand. Ein passives optisches Bauelement (MUX: Multiplexer) fügt die Wellenlängen verlustarm zusammen. Der Lichtwellenleiter, der an den Ausgang des Multiplexers angekoppelt ist, transportiert viele Wellenlängen gleichzeitig. Diese sind dicht gepackt (geringer Kanalabstand). Der Demultiplexer (DMUX) trennt das Signal wieder in seine einzelnen Farben auf. Er wirkt wie ein Multiplexer, der in entgegen gesetzter Richtung betrieben wird. Darüber hinaus muss der Demultiplexer noch eine hohe Isolation bewirken. Isolation ist ein Maß dafür, wie stark in einem bestimmten Kanal fremde Wellenlängenanteile unterdrückt werden. Beispiel: Im zweiten Kanal ist die Isolation das Verhältnis der Leistung des grünen Lichts (Nutzsignal) zur Summe der Leistungen des blauen, gelben und roten Lichts (Störsignale). Die Isolation wird in Dezibel angegeben und sollte mindestens bei 20 dB liegen. Die Empfänger (O/ E) wandeln das Licht optisch-elektrisch. Die Übertragungskapazität erhöht sich um einen Faktor, der der Anzahl der Kanäle (Wellenlängen) entspricht. Wachsende Anforderungen an die Bandbreite können erfüllt werden. In Bild 6.4 ist noch der optische Faserverstärker (OFA: Optical Fiber Amplifier) dargestellt. Dabei handelt es sich um ein Bauelement, welches das optische Signal in einem breiten Wellenlängenbereich direkt optisch verstärkt, ohne optisch-elektrischoptische Wandlung (Abschnitt 6.2.5.5). Außerdem erkennt man in Bild 6.4 die Monitorpunkte. Das sind empfohlene Messpunkte, die durch asymmetrische Abzweigbauelemente (zum Beispiel Schmelzkoppler) realisiert werden (Bild 6.5). Diese ermöglichen es, während des laufenden Betriebes zu messen, indem ein kleiner Leistungsanteil ausgekoppelt wird. Ein optischer Spektralanalysator (OSA) zerlegt das Licht in seine Wellenlängenanteile und das Wellenlängenmultiplexsystem kann umfassend charakterisiert werden. Bild 6.4: Prinzip des Dichten Wellenlängenmultiplex Tatsächlich handelt es sich um infrarotes (nicht sichtbares) Licht mit geringem Wel‐ lenlängenabstand. Ein passives optisches Bauelement (MUX: Multiplexer) fügt die Wellenlängen verlustarm zusammen. Der Lichtwellenleiter, der an den Ausgang des Multiplexers angekoppelt ist, transportiert viele Wellenlängen gleichzeitig. Diese sind dicht gepackt (geringer Kanalabstand). Der Demultiplexer (DMUX) trennt das Signal wieder in seine einzelnen Farben auf. Er wirkt wie ein Multiplexer, der in entgegen gesetzter Richtung betrieben wird. Darüber hinaus muss der Demultiplexer noch eine hohe Isolation bewirken. Isolation ist ein Maß dafür, wie stark in einem bestimmten Kanal fremde Wellenlängenanteile unterdrückt werden. Beispiel: Im zweiten Kanal ist die Isolation das Verhältnis der Leistung des grünen Lichts (Nutzsignal) zur Summe der Leistungen des blauen, gelben und roten Lichts (Störsignale). Die Isolation wird in Dezibel angegeben und sollte mindestens bei 20 dB liegen. Die Empfänger (O/ E) wandeln das Licht optisch-elektrisch. Die Übertragungskapazität erhöht sich um einen Faktor, der der Anzahl der Kanäle (Wellenlängen) entspricht. Wachsende Anforderungen an die Bandbreite können erfüllt werden. 213 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="215"?> In Bild 6.4 ist noch der optische Faserverstärker (OFA: Optical Fiber Amplifier) darge‐ stellt. Dabei handelt es sich um ein Bauelement, welches das optische Signal in einem breiten Wellenlängenbereich direkt optisch verstärkt, ohne optisch-elektrisch-optische Wandlung (Abschnitt 6.2.5.5). Außerdem erkennt man in Bild 6.4 die Monitorpunkte. Das sind empfohlene Mess‐ punkte, die durch asymmetrische Abzweigbauelemente (zum Beispiel Schmelzkoppler) realisiert werden (Bild 6.5). Diese ermöglichen es, während des laufenden Betriebes zu messen, indem ein kleiner Leistungsanteil ausgekoppelt wird. Ein optischer Spekt‐ ralanalysator (OSA) zerlegt das Licht in seine Wellenlängenanteile und das Wellenlän‐ genmultiplexsystem kann umfassend charakterisiert werden. 183 x x 95% 100% OSA 5% Bild 6.5: Wirkungsweise eines Monitorpunktes Gegebenenfalls können während des Betriebes die Kanalleistungen und die Wellenlängeneinstellungen korrigiert werden. 6.2.3 Bandbreite und Wellenlänge Für eine elektromagnetische Welle besteht folgender Zusammenhang zwischen der Wellenlänge  und der Frequenz f:   c f (6.1) Dabei ist c die Geschwindigkeit des Lichts im Vakuum (c = 299.792,458 km/ s). Alle im Folgenden definierte Wellenlängen beziehen sich auf das Vakuum. Der Standard-Singlemode-LWL kann in einem Wellenlängenbereich von  1 = 1260 nm bis  2 = 1675 nm genutzt werden. Die untere Grenze  1 darf nicht unterschritten werden, weil dann die Übertragung multimodig wird (Abschnitt 1.2.5.5). Die obere Grenze ergibt sich daraus, dass mit wachsender Wellenlänge das Modenfeld breiter wird. Es breitet sich immer mehr Licht im Mantel aus (Abschnitt 1.2.5.1). Selbst bei Einhaltung der zulässigen Biegeradien kommt es zu Makrobiegeverlusten, wenn die Wellenlänge  2 überschritten wird. Entsprechend Gleichung (6.1) ergeben sich daraus folgende Lichtfrequenzen: THz 179 c f THz 238 c f 2 2 1 1       Die intrinsische Bandbreitenkapazität des Standard-Singlemode-LWL beträgt danach: B = f 1 f 2 = 238 THz - 179 THz = 59 THz Die maximal übertragbare Datenrate hängt von der spektralen Effektivität ab. Diese ist ein Maß für die pro Kanal übertragene Datenrate im Verhältnis zum Kanalabstand. Beispiel: Datenrate 10 Gbit/ s, Kanalabstand 100 GHz: spektrale Effektivität 0,1 (bit/ s)/ Hz. Bild 6.5: Wirkungsweise eines Monitorpunktes Gegebenenfalls können während des Betriebes die Kanalleistungen und die Wellenlän‐ geneinstellungen korrigiert werden. 6.2.3 Bandbreite und Wellenlänge Für eine elektromagnetische Welle besteht folgender Zusammenhang zwischen der Wellenlänge λ und der Frequenz f: f = c λ (6.1) Dabei ist c die Geschwindigkeit des Lichts im Vakuum (c = 299.792,458 km/ s). Alle im Folgenden definierte Wellenlängen beziehen sich auf das Vakuum. Der Standard-Singlemode-LWL kann in einem Wellenlängenbereich von λ 1 = 1260 nm bis λ 2 = 1675 nm genutzt werden. Die untere Grenze λ 1 darf nicht unterschritten werden, weil dann die Übertragung multimodig wird (Abschnitt 1.2.5.5). Die obere Grenze ergibt sich daraus, dass mit wachsender Wellenlänge das Modenfeld breiter wird. Es breitet sich immer mehr Licht im Mantel aus (Abschnitt 1.2.5.1). Selbst bei Einhaltung der zulässigen Biegeradien kommt es zu Makrobiegeverlusten, wenn die Wellenlänge λ 2 überschritten wird. Entsprechend Gleichung (6.1) ergeben sich daraus folgende Lichtfrequenzen: f 1 = c λ1 = 238 THz f 2 = c λ2 = 179 THz 214 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="216"?> Die intrinsische Bandbreitenkapazität des Standard-Singlemode-LWL beträgt danach: B = f 1 f 2 = 238 THz - 179 THz = 59 THz Die maximal übertragbare Datenrate hängt von der spektralen Effektivität ab. Diese ist ein Maß für die pro Kanal übertragene Datenrate im Verhältnis zum Kanalabstand. Beispiel: Datenrate 10 Gbit/ s, Kanalabstand 100 GHz: spektrale Effektivität 0,1 (bit/ s)/ Hz. Mit fortgeschrittenen Modulationsverfahren (Abschnitt 6.7) wurden 12 (bit/ s)/ Hz erreicht. Daraus ergibt sich (theoretisch) eine maximal übertragbare Datenrate von 59 THz x 12 (bit/ s)/ Hz ≈ 700 Tbit/ s. Mit derzeit verfügbaren DWDM-Systemen (12,8 Tbit/ s) wird diese Kapazität lediglich zu 1,8 % erschlossen. Differenziert man in Gleichung (6.1) f nach λ erhält man näherungsweise: Δf = c ⋅ Δλ λ2 (6.2) Ein bestimmter Spektralabstand Δλ in nm entspricht einem bestimmten Kanalab‐ stand Δf in GHz. In Bild 6.6 ist Gleichung (6.2) grafisch dargestellt. So entsprechen beispielsweise: Δf = 100 GHz etwa Δλ ≈ 0,8 nm bei λ = 1550 nm und Δλ ≈ 0,6 nm bei λ = 1310 nm Δf = 50 GHz etwa Δλ ≈ 0,4 nm bei λ = 1550 nm und Δλ ≈ 0,3 nm bei λ = 1310 nm Mit fortgeschrittenen Modulationsverfahren (Abschnitt 6.7) wurden 12 (bit/ s)/ Hz erreicht. Daraus ergibt sich (theoretisch) eine maximal übertragbare Datenrate von 59 THz x 12 (bit/ s)/ Hz ≈ 700 Tbit/ s. Mit derzeit verfügbaren DWDM-Systemen (12,8 Tbit/ s) wird diese Kapazität lediglich zu 1,8 % erschlossen. Differenziert man in Gleichung (6.1) f nach  erhält man näherungsweise: 2 c f       (6.2) Ein bestimmter Spektralabstand  in nm entspricht einem bestimmten Kanalabstand f in GHz. In Bild 6.6 ist Gleichung (6.2) grafisch dargestellt. So entsprechen beispielsweise:  f = 100 GHz etwa  ≈ 0,8 nm bei  = 1550 nm und  ≈ 0,6 nm bei  = 1310 nm  f = 50 GHz etwa  ≈ 0,4 nm bei  = 1550 nm und  ≈ 0,3 nm bei  = 1310 nm Bild 6.6: Kanalabstand als Funktion des Spektralabstandes 6.2.4 Genormtes Raster Beim Dichten Wellenlängenmultiplex werden nicht Wellenlängen sondern Frequenzen definiert. Die Norm ITU-T G.694.1 legt eine Referenzfrequenz fest (193,1 THz) und definiert zulässige Frequenzen in einem bestimmten Abstand zur Referenzfrequenz. Mit Gleichung (6.1) ergeben sich daraus die entsprechenden Wellenlängen. Ursprünglich waren folgende Kanalabstände definiert: 12,5 GHz (≈ 0,1 nm), 25 GHz (≈ 0,2 nm), 50 GHz (≈ 0,4 nm), 100 GHz (≈ 0,8 nm) und größer. Der Frequenzbereich wird nicht nach oben und unten begrenzt (Tabelle 6.1). Kommerziell verfügbare DWDM-Systeme nutzen meist den Kanalabstand 50 GHz oder 100 GHz. Größere Kanalabstände sind erlaubt (200 GHz, 400 GHz): Sie ermöglichen zwar weniger Kanäle, sind aber preisgünstiger. Bild 6.6: Kanalabstand als Funktion des Spektralabstandes 215 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="217"?> 6.2.4 Genormtes Raster Beim Dichten Wellenlängenmultiplex werden nicht Wellenlängen sondern Frequenzen definiert. Die Norm ITU-T G.694.1 legt eine Referenzfrequenz fest (193,1 THz) und definiert zulässige Frequenzen in einem bestimmten Abstand zur Referenzfrequenz. Mit Gleichung (6.1) ergeben sich daraus die entsprechenden Wellenlängen. Ursprünglich waren folgende Kanalabstände definiert: 12,5 GHz (≈ 0,1 nm), 25 GHz (≈ 0,2 nm), 50 GHz (≈ 0,4 nm), 100 GHz (≈ 0,8 nm) und größer. Der Frequenzbereich wird nicht nach oben und unten begrenzt (Tabelle 6.1). Kommerziell verfügbare DWDM-Systeme nutzen meist den Kanalabstand 50 GHz oder 100 GHz. Größere Kanalabstände sind erlaubt (200 GHz, 400 GHz): Sie ermöglichen zwar weniger Kanäle, sind aber preisgünstiger. genormte Zentralfrequenzen in THz bei einem Kanalabstand von Wellenlänge in nm 12,5 GHz 25 GHz 50 GHz 100 GHz ………. ………. ………. ………. ………. 193,2000 193,200 193,20 193,2 / Kanalnummer 32 1551,72 193,1875 - - - 1551,82 193,1750 193,175 - - 1551,92 193,1625 - - - 1552,02 193,1500 193,150 193,15 - 1552,12 193,1375 - - - 1552,22 193,1250 193,125 - - 1552,32 193,1125 - - - 1552,42 193,1000 193,100 193,10 193,1 / Kanalnummer 31 1552,52 193,0875 - - - 1552,62 193,0750 193,075 - - 1552,73 193,0625 - - - 1552,83 193,0500 193,050 193,05 - 1552,93 193,0375 - - - 1553,03 193,0250 193,025 - - 1553,13 193,0125 - - - 1553,23 193,0000 193,000 193,00 193,0 / Kanalnummer 30 1553,33 ………. ………. ………. ………. ………. Tab. 6.1: Genormte Frequenzen und Wellenlängen Die aktuelle Version der Norm IUT-T G.694.1 erlaubt ein flexibles Raster (Superchan‐ nel). Kleine und große Kanalabstände können kombiniert werden: Frequenzraster 193,1 THz + n x 0,00625 THz (6.3) wobei n eine positive oder negative ganze Zahl (einschließlich 0) ist. 216 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="218"?> Breite (Slot) 0,0125 THz x m = 12,5 GHz x m (6.4) wobei m eine positive ganze Zahl ist. Das heißt, das Frequenzraster hat eine minimale Breite von 12,5 GHz ≈ 0,1 nm (bei 1550 nm) und eine Granularität von 0,00625 THz = 6,25 GHz (bei 1550 nm). Die Skalenteile in Bild 6.7 symbolisieren das Frequenzraster: ein Skalenteil entspricht 6,25 GHz ≈ 0,05 nm. n = 0 entspricht der Referenzfrequenz 193,1 THz. Die Breite des Fensters ergibt sich aus m: ■ m = 4: 4 x 12,5 GHz = 50 GHz ■ m = 6: 6 x 12,5 GHz = 75 GHz Das flexible Raster ist mit dem festen Raster (Tabelle 6.1) kompatibel. 193.1 Bild 6.7: Beispiele für flexibles Raster; Frequenzen in THz; Bezugsfrequenz rot (Quelle: ITU-T G.694.1) Ein 100 Gbit/ s-Signal, das mit DP-QPSK moduliert wurde, beansprucht etwa 37,5 GHz Bandbreite. Ein 25 GHz-Raster wäre zu gering. Mit einem 50 GHz-Raster würde man etwa 25 % der Bandbreite verschenken. Mit Superchannel lässt sich die Breite anpassen: m = 3 ermöglicht ein 37,5 GHz-Raster und damit eine spektrale Effektivität von 100 Gbit/ s : 37,5 GHz = 2,7 (bit/ s)/ Hz. Der nutzbare Wellenlängenbereich wird in Bänder unterteilt (Tabelle 6.2). Ein Faserverstärker (Abschnitt 6.2.5.5) kann alle Wellenlängen innerhalb des Cbzw. des L- Bandes verstärken. Wellenlängenbereich Bezeichnung Original Band 1260 nm bis 1360 nm O-Band Extended Band 1360 nm bis 1460 nm E-Band Short Band 1460 nm bis 1530 nm S-Band Conventional Band 1530 nm bis 1565 nm C-Band Long Band 1565 nm bis 1625 nm L-Band Ultra-Long Band 1625 nm bis 1675 nm für Überwachung U-Band Tabelle 6.2: Bänder der Standard-Singlemodefaser Am Markt ist folgende DWDM-Technik verfügbar:  96 Kanäle, Datenrate 100 Gbit/ s kohärent, Kanalabstand 50 GHz (≈ 0,4 nm): 9,6 Tbit/ s im C-Band Bild 6.7: Beispiele für flexibles Raster Frequenzen in THz; Bezugsfrequenz rot (Quelle: ITU-T G.694.1) Ein 100 Gbit/ s-Signal, das mit DP-QPSK moduliert wurde, beansprucht etwa 37,5 GHz Bandbreite. Ein 25 GHz-Raster wäre zu gering. Mit einem 50 GHz-Raster würde man etwa 25 % der Bandbreite verschenken. Mit Superchannel lässt sich die Breite anpassen: m = 3 ermöglicht ein 37,5 GHz-Raster und damit eine spektrale Effektivität von 100 Gbit/ s : 37,5 GHz = 2,7 (bit/ s)/ Hz. Der nutzbare Wellenlängenbereich wird in Bänder unterteilt (Tabelle 6.2). Ein Faserver‐ stärker (Abschnitt 6.2.5.5) kann alle Wellenlängen innerhalb des Cbzw. des L-Bandes verstärken. 217 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="219"?> Wellenlängenbereich Bezeichnung Original Band 1260 nm bis 1360 nm O-Band Extended Band 1360 nm bis 1460 nm E-Band Short Band 1460 nm bis 1530 nm S-Band Conventional Band 1530 nm bis 1565 nm C-Band Long Band 1565 nm bis 1625 nm L-Band Ultra-Long Band 1625 nm bis 1675 nm für Überwachung U-Band Tab. 6.2: Bänder der Standard-Singlemodefaser Am Markt ist folgende DWDM-Technik verfügbar: ■ 96 Kanäle, Datenrate 100 Gbit/ s kohärent, Kanalabstand 50 GHz (≈ 0,4 nm): 9,6 Tbit/ s im C-Band ■ Kanal 1: 196,00 THz (1530,61 nm); …; Kanal 96: 191,25 THz (1568,63 nm) ■ Frequenzbereich: 95 x 0,05 THz = 4,75 THz ■ spektrale Effektivität: 100 Gbit/ s : 50 GHz = 2 (bit/ s)/ Hz Nächster Schritt: ■ 128 Kanäle, Datenrate 100 Gbit/ s kohärent, Kanalabstand 37,5 GHz (≈ 0,3 nm): 12,8 Tbit/ s im C-Band ■ Kanal 1: 196,00 THz (1530,61 nm); …; Kanal 128: 191,2375 THz (1568,73 nm) ■ Frequenzbereich: 127 x 0,0375 THz = 4,7625 THz ■ spektrale Effektivität: 100 Gbit/ s : 37,5 GHz = 2,67 (bit/ s)/ Hz Dichtes Wellenlängenmultiplex nutzt das dritte optische Fenster. Dort hat der Licht‐ wellenleiter einen minimalen Dämpfungskoeffizient und brauchbare optische Verstär‐ ker (EDFA) sind in diesem Wellenlängenbereich verfügbar. Von Nachteil ist, dass im dritten optischen Fenster der Koeffizient der chromatischen Dispersion des Stan‐ dard-Singlemode-LWL groß ist (Abschnitt 1.2.5.4). Die chromatische Kompensation kann kompensiert werden (Abschnitt 5.4.3). 6.2.5 Anforderungen an die Komponenten Die Idee des Wellenlängenmultiplex ist einfach: Man nehme mehrere Wellenlängen, füge diese über einen Multiplexer zusammen und erreicht eine Vervielfachung der Übertragungskapazität des Lichtwellenleiters. Die Umsetzung ist aufwändig: Es erge‐ ben sich eine Reihe von Anforderungen an die Komponenten des DWDM-Systems. 218 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="220"?> 6.2.5.1 Laserdioden Wegen des geringen Kanalabstandes müssen die Laserdioden eine hohe Wellenlän‐ genstabilität haben. Da die Wellenlänge mit der Temperatur driftet muss die Tempera‐ tur des Laserdiodenchips stabilisiert werden. Darüber hinaus kann sich das Spektrum durch Rückwirkungen (zum Beispiel Refle‐ xionen von der Strecke) verändern. Rückfließenden Leistungen werden unterdrückt durch den Einsatz von optischen Isolatoren. Das sind Bauelemente, die wie optische Dioden wirken: in einer Richtung kleine Dämpfung, in der anderen Richtung hohe Dämpfung. Darüber hinaus muss das Spektrum des Lasers extrem schmalbandig sein um sich nicht mit dem Spektrum benachbarter Laser zu überlappen. Das wird möglich mit DFB-Lasern, die eine extrem geringe spektrale Halbwertsbreite (≈ 0,0001 nm) und eine starke Seitenmodenunterdrückung (> 40 dB) haben (Einmodenlaser). 187 kompensiert werden (Abschnitt 5.4.3). 6.2.5 Anforderungen an die Komponenten Die Idee des Wellenlängenmultiplex ist einfach: Man nehme mehrere Wellenlängen, füge diese über einen Multiplexer zusammen und erreicht eine Vervielfachung der Übertragungskapazität des Lichtwellenleiters. Die Umsetzung ist aufwändig: Es ergeben sich eine Reihe von Anforderungen an die Komponenten des DWDM- Systems. 6.2.5.1 Laserdioden Wegen des geringen Kanalabstandes müssen die Laserdioden eine hohe Wellenlängenstabilität haben. Da die Wellenlänge mit der Temperatur driftet muss die Temperatur des Laserdiodenchips stabilisiert werden. Darüber hinaus kann sich das Spektrum durch Rückwirkungen (zum Beispiel Reflexionen von der Strecke) verändern. Rückfließenden Leistungen werden unterdrückt durch den Einsatz von optischen Isolatoren . Das sind Bauelemente, die wie optische Dioden wirken: in einer Richtung kleine Dämpfung, in der anderen Richtung hohe Dämpfung. Darüber hinaus muss das Spektrum des Lasers extrem schmalbandig sein um sich nicht mit dem Spektrum benachbarter Laser zu überlappen. Das wird möglich mit DFB-Lasern , die eine extrem geringe spektrale Halbwertsbreite (≈ 0,0001 nm) und eine starke Seitenmodenunterdrückung (> 40 dB) haben (Einmodenlaser). Bild 6.8: Aufbau der Laserdiode für DWDM-Anwendungen Bild 6.8: Aufbau der Laserdiode für DWDM-Anwendungen Durch direkte Modulation der Laserdiode werden die Stromdichte, die Brechzahl und damit die Phase verändert. Die Resonanzwellenlänge wird während der Modulation verschoben. Das führt zur Vergrößerung der Halbwertsbreite (Chirping: Wellenlän‐ genschwankung des Laserimpulses). Um das zu vermeiden wird der Laser extern moduliert, beispielsweise mit einem Mach-Zehnder- oder einem Elektroabsorptionsmodulator. Bild 6.8 zeigt die Bestand‐ teile eines Laserdiodenmoduls. 219 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="221"?> 6.2.5.2 Mach-Zehnder-Modulator Der Laser arbeitet im Gleichlichtbetrieb, das Chirping wird vermieden und die spektrale Halbwertsbreite der Linie bleibt gering. Mit einem Mach-Zehnder-Modulator wird das Licht außerhalb des Laserdiodenchips beeinflusst (Bild 6.9). 188 Durch direkte Modulation der Laserdiode werden die Stromdichte, die Brechzahl und damit die Phase verändert. Die Resonanzwellenlänge wird während der Modulation verschoben. Das führt zur Vergrößerung der Halbwertsbreite (Chirping: Wellenlängenschwankung des Laserimpulses). Um das zu vermeiden wird der Laser extern moduliert , beispielsweise mit einem Mach-Zehnder- oder einem Elektroabsorptionsmodulator. Bild 6.8 zeigt die Bestandteile eines Laserdiodenmoduls. 6.2.5.2 Mach-Zehnder-Modulator Der Laser arbeitet im Gleichlichtbetrieb, das Chirping wird vermieden und die spektrale Halbwertsbreite der Linie bleibt gering. Mit einem Mach-Zehnder-Modulator wird das Licht außerhalb des Laserdiodenchips beeinflusst (Bild 6.9). Bild 6.9: Wirkungsweise Mach-Zehnder-Modulator Die Modulation erfolgt mit einem Titan-diffundiertem Lithium-Niobat-Bauelement. Durch elektrische Ansteuerung werden die Brechzahl des Materials und damit die Geschwindigkeit der optischen Wellen beeinflusst. Es ergibt sich eine Phasenverschiebung zwischen den beiden Wellenzügen. Die beiden Wellenzüge werden aufgespalten und wieder vereinigt im Mach-Zehnder-Interferometer. Falls keine Spannung angelegt wird bleiben die Signale unverschoben. Die beiden Wellenzüge überlagern sich konstruktiv (Phasendifferenz 0: Bild 6.9 oben). Falls die Spannung so groß ist, dass im oberen Zweig eine Phasenverschiebung von +/ 2 und im unteren Zweig eine Phasenverschiebung von -/ 2 entsteht, ergibt sich eine Phasendifferenz von  und damit eine Auslöschung (Bild 6.9 unten). Die Intensitätsmodulation erfolgt durch Wechsel zwischen den Phasendifferenzen 0 und . Bild 6.9: Wirkungsweise Mach-Zehnder-Modulator Die Modulation erfolgt mit einem Titan-diffundiertem Lithium-Niobat-Bauelement. Durch elektrische Ansteuerung werden die Brechzahl des Materials und damit die Geschwindigkeit der optischen Wellen beeinflusst. Es ergibt sich eine Phasenverschie‐ bung zwischen den beiden Wellenzügen. Die beiden Wellenzüge werden aufgespalten und wieder vereinigt im Mach-Zehnder-Interferometer. Falls keine Spannung angelegt wird bleiben die Signale unverschoben. Die beiden Wellenzüge überlagern sich konstruktiv (Phasendifferenz 0: Bild 6.9 oben). Falls die Spannung so groß ist, dass im oberen Zweig eine Phasenverschiebung von +π/ 2 und im unteren Zweig eine Phasenverschiebung von -π/ 2 entsteht, ergibt sich eine Phasendifferenz von π und damit eine Auslöschung (Bild 6.9 unten). Die Intensitätsmodulation erfolgt durch Wechsel zwischen den Phasendifferenzen 0 und π. Der Nachteil des Mach-Zehnder-Modulators besteht darin, dass er eine Dämpfung von mindestens 6 dB bewirkt. Von Vorteil ist, dass die Linienverbreiterung durch direkte Modulation vermieden wird. Unvermeidbar bleibt die Linienverbreiterung proportional zur Modulationsbandbreite. Interpretiert man Δf in Gleichung (6.2) als Bandbreite oder Datenrate des Signals auf, so entspricht dieses einem bestimmtem Δλ: Je größer die Datenrate, umso größer ist der Wellenlängenbereich, der beansprucht wird. Dadurch werden der minimale Kanalabstand und damit die spektrale Effektivität begrenzt. Durch höherwertige Mo‐ dulationsverfahren kann die spektrale Effektivität vergrößert werden (Abschnitt 6.7). 220 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="222"?> 6.2.5.3 Multiplexer/ Demultiplexer Bild 6.10 zeigt das Prinzip des Multiplexers (von links nach rechts) bzw. des Demulti‐ plexers (von rechts nach links). 189 von mindestens 6 dB bewirkt. Von Vorteil ist, dass die Linienverbreiterung durch direkte Modulation vermieden wird. Unvermeidbar bleibt die Linienverbreiterung proportional zur Modulationsbandbreite. Interpretiert man f in Gleichung (6.2) als Bandbreite oder Datenrate des Signals auf, so entspricht dieses einem bestimmtem : Je größer die Datenrate, umso größer ist der Wellenlängenbereich, der beansprucht wird. Dadurch werden der minimale Kanalabstand und damit die spektrale Effektivität begrenzt. Durch höherwertige Modulationsverfahren kann die spektrale Effektivität vergrößert werden (Abschnitt 6.7). 6.2.5.3 Multiplexer/ Demultiplexer Bild 6.10 zeigt das Prinzip des Multiplexers (von links nach rechts) bzw. des Demultiplexers (von rechts nach links). Bild 6.10: Wirkungsweise des Multiplexers/ Demultiplexers Die Bauelemente müssen eine extrem hohe Wellenlängenselektivität gewährleisten, um die dicht benachbarten Kanäle trennen zu können. Der Durchlassbereich muss extrem steile Flanken haben. So wird eine geringe Einfügedämpfung für den Nutzkanal und hohe Einfügedämpfungen für alle anderen Kanäle erreicht. Der Demultiplexer muss außerdem eine hohe Isolation haben, damit fremde Kanäle unterdrückt werden. Dünnschichtfilter (TFF: Thin-film Filter) Viele dielektrische Schichten werden auf einen Glasträger aufgedampft. Die Schichten haben unterschiedliche Brechzahlen. Passiert Licht das Schichtsystem, kommt es zu Reflexionen an den Übergängen zwischen den Schichten. Die Wellenzüge interferieren. Eine bestimmte Wellenlänge wird selektiv reflektiert oder durchgelassen. Multiplexer/ Demultiplexer entstehen durch das Kaskadieren von vielen unterschiedlich dimensionierten Dünnschichtfiltern. Das erfordert viele Einzelbauelemente. Bild 6.11 zeigt einen Multiplexer/ Demultiplexer für 16 Kanäle bestehend aus 15 Dünnschichtfiltern und 14 Spleißen. Bild 6.10: Wirkungsweise des Multiplexers/ Demultiplexers Die Bauelemente müssen eine extrem hohe Wellenlängenselektivität gewährleisten, um die dicht benachbarten Kanäle trennen zu können. Der Durchlassbereich muss extrem steile Flanken haben. So wird eine geringe Einfügedämpfung für den Nutzkanal und hohe Einfügedämpfungen für alle anderen Kanäle erreicht. Der Demultiplexer muss außerdem eine hohe Isolation haben, damit fremde Kanäle unterdrückt werden. Dünnschichtfilter (TFF: Thin-film Filter) Viele dielektrische Schichten werden auf einen Glasträger aufgedampft. Die Schichten haben unterschiedliche Brechzahlen. Passiert Licht das Schichtsystem, kommt es zu Reflexionen an den Übergängen zwischen den Schichten. Die Wellenzüge interferieren. Eine bestimmte Wellenlänge wird selektiv reflektiert oder durchgelassen. Multiplexer/ Demultiplexer entstehen durch das Kaskadieren von vielen unterschied‐ lich dimensionierten Dünnschichtfiltern. Das erfordert viele Einzelbauelemente. Bild 6.11 zeigt einen Multiplexer/ Demultiplexer für 16 Kanäle bestehend aus 15 Dünnschichtfiltern und 14 Spleißen. 221 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="223"?> 190 Bild 6.11: Multiplexer/ Demultiplexer aus Dünnschichtfiltern Für ein CWDM-Filter (Filterbandbreite 13 nm, Kanalabstand 20 nm) müssen etwa 50 Schichten aufgedampft werden. Für DWDM-Filter (Filterbandbreite 0,2 nm, Kanalabstand 0,8 nm) sind 100 bis 150 Schichten erforderlich. Eine höhere Selektivität als 0,8 nm (100 GHz) ist mit Dünnschichtfiltern nicht zu erreichen. Faser-Bragg-Gitter (FBG) Während das Prinzip des Dünnschichtfilters schon lange in der Optik genutzt wird, wurden Faser-Bragg-Gitter und Arrayed Waveguide Gratings speziell für die Anforderungen des Dichten Wellenlängenmultiplex mit dem Ziel entwickelt, eine höhere Wellenlängenselektivität zu erreichen. Beim Faser-Bragg-Gitter werden durch Belichtungsprozesse in den Kern des Singlemode-LWL Gitterstrukturen, bestehend aus Brechzahlsprüngen, eingebracht. Durchläuft das Signal das Faser-Bragg-Gitter kommt es zu wellenlängenselektiven Reflexionen wie beim Dünnschichtfilter. Das Faser-Bragg-Gitter ist für geringere Kanalabstände als das Dünnschichtfilter geeignet. Wie beim Dünnschichtfilter besteht auch beim Faser-Bragg-Gitter der Multiplexer/ Demultiplexer aus vielen Einzelbauelementen. Darüber hinaus ist das Auskoppeln des reflektierten Lichts beim Faser-Bragg-Gitter aufwändig (Bild 6.12). Bild 6.12: Richtungstrennung beim FBG mit optischen Zirkulatoren Bild 6.11: Multiplexer/ Demultiplexer aus Dünnschichtfiltern Für ein CWDM-Filter (Filterbandbreite 13 nm, Kanalabstand 20 nm) müssen etwa 50 Schichten aufgedampft werden. Für DWDM-Filter (Filterbandbreite 0,2 nm, Kanalab‐ stand 0,8 nm) sind 100 bis 150 Schichten erforderlich. Eine höhere Selektivität als 0,8 nm (100 GHz) ist mit Dünnschichtfiltern nicht zu erreichen. Faser-Bragg-Gitter (FBG) Während das Prinzip des Dünnschichtfilters schon lange in der Optik genutzt wird, wurden Faser-Bragg-Gitter und Arrayed Waveguide Gratings speziell für die Anfor‐ derungen des Dichten Wellenlängenmultiplex mit dem Ziel entwickelt, eine höhere Wellenlängenselektivität zu erreichen. Beim Faser-Bragg-Gitter werden durch Belichtungsprozesse in den Kern des Single‐ mode-LWL Gitterstrukturen, bestehend aus Brechzahlsprüngen, eingebracht. Durch‐ läuft das Signal das Faser-Bragg-Gitter kommt es zu wellenlängenselektiven Re‐ flexionen wie beim Dünnschichtfilter. Das Faser-Bragg-Gitter ist für geringere Kanalabstände als das Dünnschichtfilter geeignet. Wie beim Dünnschichtfilter besteht auch beim Faser-Bragg-Gitter der Multiplexer/ Demultiplexer aus vielen Einzelbauelementen. Darüber hinaus ist das Auskoppeln des reflektierten Lichts beim Faser-Bragg-Gitter aufwändig (Bild 6.12). 190 Bild 6.11: Multiplexer/ Demultiplexer aus Dünnschichtfiltern Für ein CWDM-Filter (Filterbandbreite 13 nm, Kanalabstand 20 nm) müssen etwa 50 Schichten aufgedampft werden. Für DWDM-Filter (Filterbandbreite 0,2 nm, Kanalabstand 0,8 nm) sind 100 bis 150 Schichten erforderlich. Eine höhere Selektivität als 0,8 nm (100 GHz) ist mit Dünnschichtfiltern nicht zu erreichen. Faser-Bragg-Gitter (FBG) Während das Prinzip des Dünnschichtfilters schon lange in der Optik genutzt wird, wurden Faser-Bragg-Gitter und Arrayed Waveguide Gratings speziell für die Anforderungen des Dichten Wellenlängenmultiplex mit dem Ziel entwickelt, eine höhere Wellenlängenselektivität zu erreichen. Beim Faser-Bragg-Gitter werden durch Belichtungsprozesse in den Kern des Singlemode-LWL Gitterstrukturen, bestehend aus Brechzahlsprüngen, eingebracht. Durchläuft das Signal das Faser-Bragg-Gitter kommt es zu wellenlängenselektiven Reflexionen wie beim Dünnschichtfilter. Das Faser-Bragg-Gitter ist für geringere Kanalabstände als das Dünnschichtfilter geeignet. Wie beim Dünnschichtfilter besteht auch beim Faser-Bragg-Gitter der Multiplexer/ Demultiplexer aus vielen Einzelbauelementen. Darüber hinaus ist das Auskoppeln des reflektierten Lichts beim Faser-Bragg-Gitter aufwändig (Bild 6.12). Bild 6.12: Richtungstrennung beim FBG mit optischen Zirkulatoren Bild 6.12: Richtungstrennung beim FBG mit optischen Zirkulatoren 222 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="224"?> Nach der wellenlängenselektiven Reflexion läuft das Licht in der gleichen Faser wieder zurück. Um es auszukoppeln, sind optische Zirkulatoren erforderlich. Das sind, wie optische Isolatoren, nichtreziproke Bauelemente, die bewirken, dass sich das Licht in Rückrichtung auf einem anderen Weg ausbreitet (Bild 6.13). 191 Nach der wellenlängenselektiven Reflexion läuft das Licht in der gleichen Faser wieder zurück. Um es auszukoppeln, sind optische Zirkulatoren erforderlich. Das sind, wie optische Isolatoren, nichtreziproke Bauelemente, die bewirken, dass sich das Licht in Rückrichtung auf einem anderen Weg ausbreitet (Bild 6.13). Bild 6.13: Wirkungsweise des optischen Zirkulators Arrayed Waveguide Grating (AWG) Arrayed Waveguide Gratings sind für hohe Kanalanzahl und kleine Kanalabstände geeignet. Sie haben eine große Bedeutung für den Einsatz in DWDM-Systemen. Es handelt sich um ein Bauelement auf der Basis planarer Wellenleiter: In ein Glassubstrat werden Pfade mit höherer Brechzahl eingebracht. Diese führen das Licht. Das Arrayed Waveguide Grating enthält Wellenleiter unterschiedlicher Längen, die von Licht unterschiedlicher Wellenlängen durchlaufen werden (Bild 6.14). Nach dem Austritt aus den Wellenleitern interferieren die Wellenfronten an unterschiedlichen Orten, in Abhängigkeit von der Wellenlänge. Dort sind die Ausgangs-LWL positioniert (Bild 6.15). Die Dämpfung wächst im Gegensatz zum Dünnschichtfilter und zum Faser-Bragg- Gitter nicht proportional zur Anzahl der Kanäle, da nicht aus Einzelbauelementen kaskadiert werden muss. Bild 6.14: Funktionsweise des Arrayed Waveguide Gratings Bild 6.13: Wirkungsweise des optischen Zirkulators Arrayed Waveguide Grating (AWG) Arrayed Waveguide Gratings sind für hohe Kanalanzahl und kleine Kanalabstände geeignet. Sie haben eine große Bedeutung für den Einsatz in DWDM-Systemen. Es handelt sich um ein Bauelement auf der Basis planarer Wellenleiter: In ein Glassubstrat werden Pfade mit höherer Brechzahl eingebracht. Diese führen das Licht. Das Arrayed Waveguide Grating enthält Wellenleiter unterschiedlicher Längen, die von Licht unterschiedlicher Wellenlängen durchlaufen werden (Bild 6.14). Nach dem Austritt aus den Wellenleitern interferieren die Wellenfronten an unterschiedlichen Orten, in Abhängigkeit von der Wellenlänge. Dort sind die Ausgangs-LWL positioniert (Bild 6.15). Die Dämpfung wächst im Gegensatz zum Dünnschichtfilter und zum Faser-Bragg-Git‐ ter nicht proportional zur Anzahl der Kanäle, da nicht aus Einzelbauelementen kaskadiert werden muss. 191 Nach der wellenlängenselektiven Reflexion läuft das Licht in der gleichen Faser wieder zurück. Um es auszukoppeln, sind optische Zirkulatoren erforderlich. Das sind, wie optische Isolatoren, nichtreziproke Bauelemente, die bewirken, dass sich das Licht in Rückrichtung auf einem anderen Weg ausbreitet (Bild 6.13). Bild 6.13: Wirkungsweise des optischen Zirkulators Arrayed Waveguide Grating (AWG) Arrayed Waveguide Gratings sind für hohe Kanalanzahl und kleine Kanalabstände geeignet. Sie haben eine große Bedeutung für den Einsatz in DWDM-Systemen. Es handelt sich um ein Bauelement auf der Basis planarer Wellenleiter: In ein Glassubstrat werden Pfade mit höherer Brechzahl eingebracht. Diese führen das Licht. Das Arrayed Waveguide Grating enthält Wellenleiter unterschiedlicher Längen, die von Licht unterschiedlicher Wellenlängen durchlaufen werden (Bild 6.14). Nach dem Austritt aus den Wellenleitern interferieren die Wellenfronten an unterschiedlichen Orten, in Abhängigkeit von der Wellenlänge. Dort sind die Ausgangs-LWL positioniert (Bild 6.15). Die Dämpfung wächst im Gegensatz zum Dünnschichtfilter und zum Faser-Bragg- Gitter nicht proportional zur Anzahl der Kanäle, da nicht aus Einzelbauelementen kaskadiert werden muss. Bild 6.14: Funktionsweise des Arrayed Waveguide Gratings Bild 6.14: Funktionsweise des Arrayed Waveguide Gratings 223 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="225"?> Bild 6.15: Interferenz der Wellenfronten am Ausgang des AWG Tabelle 6.3 vergleicht die Eigenschaften der besprochenen Bauelemente. Add-Drop- Multiplexer koppeln jeweils nur eine Wellenlänge ein (Add) bzw. aus (Drop). Alle beschriebenen Komponenten können bidirektional, das heißt als Multiplexer, aber auch als Demultiplexer, betrieben werden. Kanalanzahl Selektivität Dünnschichtfilter gut für Add-Drop-Funktion geeignet aufwändig für hohe Kanalanzahl für CDWM geeignet; für DWDM begrenzt auf Kanalabstand 0,8 nm Faser-Bragg- Gitter Zirkulator erforderlich aufwändig für hohe Kanalanzahl hoch Arrayed Waveguide Grating gut geeignet für hohe Kanalanzahl hoch Tabelle 6.3: Vergleich der Eigenschaften von Multiplexer/ Demultiplexer 6.2.5.4 Lichtwellenleiter Die zwei entscheidenden Parameter beim Systementwurf sind die Dämpfung und die Dispersion. Große Dämpfungen kann man mit optischen Verstärkern überbrücken (Abschnitt 6.2.5.5). Bei höheren Datenraten ist das System eher dispersionsals dämpfungsbegrenzt. Der Trend geht zu immer höheren Datenraten: 2,5 Gbit/ s, 10 Gbit/ s, 40 Gbit/ s, 100 Gbit/ s. Die Minimierung der Dispersion erlangt eine besonders große Bedeutung. Der Lichtwellenleiter erlebt zwei bis vier System-Upgrades während seiner Lebensdauer von mindestens 25 Jahren. Die Upgrades können sein: Übergang von CWDM zu DWDM, Übergang zu höheren Datenraten, Übergang von NRZ-Modulation zu höherwertigen Modulationsverfahren, Übergang zu kohärenter Modulation. Bei der Auswahl des richtigen Lichtwellenleiters sollten bereits alle zukünftigen Anforderungen berücksichtigt werden. Zwar kann man nicht abschätzen, wie die Anfor- Bild 6.15: Interferenz der Wellenfronten am Ausgang des AWG Tabelle 6.3 vergleicht die Eigenschaften der besprochenen Bauelemente. Add-Drop-Multiplexer koppeln jeweils nur eine Wellenlänge ein (Add) bzw. aus (Drop). Alle beschriebenen Komponenten können bidirektional, das heißt als Multiplexer, aber auch als Demultiplexer, betrieben werden. Kanalanzahl Selektivität Dünnschichtfilter gut für Add-Drop-Funktion geeignet aufwändig für hohe Kanalanzahl für CDWM geeignet; für DWDM begrenzt auf Kanalab‐ stand 0,8 nm Faser-Bragg- Gitter Zirkulator erforderlich aufwändig für hohe Kanalanzahl hoch Arrayed Waveguide Grating gut geeignet für hohe Kanalanzahl hoch Tab. 6.3: Vergleich der Eigenschaften von Multiplexer/ Demultiplexer 6.2.5.4 Lichtwellenleiter Die zwei entscheidenden Parameter beim Systementwurf sind die Dämpfung und die Dispersion. Große Dämpfungen kann man mit optischen Verstärkern überbrücken (Abschnitt 6.2.5.5). Bei höheren Datenraten ist das System eher dispersionsals dämpfungsbegrenzt. Der Trend geht zu immer höheren Datenraten: 2,5 Gbit/ s, 10 Gbit/ s, 40 Gbit/ s, 100 Gbit/ s. Die Minimierung der Dispersion erlangt eine besonders große Bedeutung. Der Lichtwellenleiter erlebt zwei bis vier System-Upgrades während seiner Lebens‐ dauer von mindestens 25 Jahren. Die Upgrades können sein: Übergang von CWDM zu DWDM, Übergang zu höheren Datenraten, Übergang von NRZ-Modulation zu höherwertigen Modulationsverfahren, Übergang zu kohärenter Modulation. 224 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="226"?> Bei der Auswahl des richtigen Lichtwellenleiters sollten bereits alle zukünftigen Anforderungen berücksichtigt werden. Zwar kann man nicht abschätzen, wie die Anforderungen in 25 Jahren sein werden, aber die Trends die absehbar sind, sollte man berücksichtigen: ■ Erschließung des gesamten Wellenlängebereiches: Verwendung von Lichtwellen‐ leitern mit reduziertem Wasserpeak (Abschnitt 1.2.6). ■ Auswahl eines Lichtwellenleiters mit passendem Koeffizient der chromatischen Dispersion (Abschnitt 1.2.5). ■ Auswahl eines Lichtwellenleiters mit minimalem PMD-Koeffizient (Abschnitt 1.2.14). 6.2.5.5 Optische Verstärker Optische Verstärker ermöglichen eine direkte Verstärkung des optischen Signals auf der Faser. Man unterscheidet Faserverstärker, Ramanverstärker, Halbleiterverstärker und Wellenleiterverstärker. Große Bedeutung in der Telekommunikation haben die beiden zuerst genannten. Faserverstärker Bild 6.16 zeigt ein Beispiel für einen Faserverstärker. Beim Faserverstärker wird der Kern von zehn Metern bis einigen Hundert Metern Singlemode-LWL mit einem be‐ stimmten Material dotiert. Dieses Material lässt sich „pumpen“: Über einen Multiplexer wird Licht in den dotierten Lichtwellenleiter eingekoppelt. Die Elektronen werden auf ein höheres Energieniveau angehoben (Besetzungsinversion). 193 derungen in 25 Jahren sein werden, aber die Trends die absehbar sind, sollte man berücksichtigen:  Erschließung des gesamten Wellenlängebereiches: Verwendung von Lichtwellenleitern mit reduziertem Wasserpeak (Abschnitt 1.2.6).  Auswahl eines Lichtwellenleiters mit passendem Koeffizient der chromatischen Dispersion (Abschnitt 1.2.5).  Auswahl eines Lichtwellenleiters mit minimalem PMD-Koeffizient (Abschnitt 1.2.14). 6.2.5.5 Optische Verstärker Optische Verstärker ermöglichen eine direkte Verstärkung des optischen Signals auf der Faser. Man unterscheidet Faserverstärker, Ramanverstärker, Halbleiterverstärker und Wellenleiterverstärker. Große Bedeutung in der Telekommunikation haben die beiden zuerst genannten. Faserverstärker Bild 6.16 zeigt ein Beispiel für einen Faserverstärker. Beim Faserverstärker wird der Kern von zehn Metern bis einigen Hundert Metern Singlemode-LWL mit einem bestimmten Material dotiert. Dieses Material lässt sich „pumpen“: Über einen Multiplexer wird Licht in den dotierten Lichtwellenleiter eingekoppelt. Die Elektronen werden auf ein höheres Energieniveau angehoben (Besetzungsinversion). Bild 6.16: Aufbau des Faserverstärkers Die verwendeten Materialien haben die Eigenschaft, dass die Elektronen eine gewisse Verweildauer auf dem höheren Energieniveau haben. Ankommende Photonen (Lichtquanten) des zu verstärkenden Eingangssignals lösen eine stimulierte Emission aus. Die Elektronen fallen kollektiv in das niedrigere Energieniveau zurück und setzen Photonen frei, die in Wellenlänge und Phase identisch mit dem ankommenden Photon sind: Verstärkung. Ein Teil der Elektronen fällt unkontrolliert auf das niedrige Energieniveau zurück: spontane Emission. Diese bewirkt Rauschen im verstärkten Signal. Bild 6.16: Aufbau des Faserverstärkers Die verwendeten Materialien haben die Eigenschaft, dass die Elektronen eine gewisse Verweildauer auf dem höheren Energieniveau haben. Ankommende Photonen (Licht‐ quanten) des zu verstärkenden Eingangssignals lösen eine stimulierte Emission aus. 225 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="227"?> Die Elektronen fallen kollektiv in das niedrigere Energieniveau zurück und setzen Photonen frei, die in Wellenlänge und Phase identisch mit dem ankommenden Photon sind: Verstärkung. Ein Teil der Elektronen fällt unkontrolliert auf das niedrige Energieniveau zurück: spontane Emission. Diese bewirkt Rauschen im verstärkten Signal. In Bild 6.16 kommt links das zu verstärkende Signal an. Das können viele Kanäle aus dem C-Band sein. Rechts tritt das verstärkte Signal aus. Unten ist der Pumplaser dargestellt. Die Koppler zweigen kleine Leistungsanteile ab (Monitorkoppler: Bild 6.5) und ermöglichen so die Stabilisierung eines bestimmten Verstärkungsgrades mit einem Regelsignal. Die optischen Isolatoren blocken wie in der Laserdiode zurückfließende Leistungen ab. Die größte praktische Bedeutung hat der erbiumdotierte Faserverstärker (EDFA) wegen der besten optischen Eigenschaften. Er ist für die Verstärkung des C-Bandes geeignet. Durch Modifikation kann auch das L-Band verstärkt werden: GS-EDFA (GS: Gain Shifted). Ein praseodymiumdotierter Faserverstärker (PDFA) verstärkt den Wellenlängenbe‐ reich des zweiten optischen Fensters und der thuliumdotierte Faserverstärker verstärkt bei 1460 nm oder 1650 nm. Multiplexer und Demultiplexer bewirken zusätzliche Dämpfung auf der Strecke, die mit der Anzahl der übertragenen Kanäle wächst. Deshalb ist insbesondere in DWDM-Systemen der Einsatz von optischen Verstärkern erforderlich und sinnvoll. Das veranschaulicht Bild 6.17. Dort wurde Einkanalübertragung (oben) mit Mehrkanal‐ übertragung (unten) und elektrische Verstärkung (a: links) mit optischer Verstärkung (b: rechts) verglichen. 194 In Bild 6.16 kommt links das zu verstärkende Signal an. Das können viele Kanäle aus dem C-Band sein. Rechts tritt das verstärkte Signal aus. Unten ist der Pumplaser dargestellt. Die Koppler zweigen kleine Leistungsanteile ab (Monitorkoppler: Bild 6.5) und ermöglichen so die Stabilisierung eines bestimmten Verstärkungsgrades mit einem Regelsignal. Die optischen Isolatoren blocken wie in der Laserdiode zurück fließende Leistungen ab. Die größte praktische Bedeutung hat der erbiumdotierte Faserverstärker (EDFA) wegen der besten optischen Eigenschaften. Er ist für die Verstärkung des C-Bandes geeignet. Durch Modifikation kann auch das L-Band verstärkt werden: GS-EDFA (GS: Gain Shifted). Ein praseodymiumdotierter Faserverstärker (PDFA) verstärkt den Wellenlängenbereich des zweiten optischen Fensters und der thuliumdotierte Faserverstärker verstärkt bei 1460 nm oder 1650 nm. Multiplexer und Demultiplexer bewirken zusätzliche Dämpfung auf der Strecke, die mit der Anzahl der übertragenen Kanäle wächst. Deshalb ist insbesondere in DWDM-Systemen der Einsatz von optischen Verstärkern erforderlich und sinnvoll. Das veranschaulicht Bild 6.17. Dort wurde Einkanalübertragung (oben) mit Mehrkanalübertragung (unten) und elektrische Verstärkung (a: links) mit optischer Verstärkung (b: rechts) verglichen. Bild 6.17: Vergleich elektrischer mit optischer Verstärkung Bild oben links zeigt eine einkanalige Übertragung mit elektrischer Verstärkung: Nach einer bestimmten Streckenlänge muss das Signal verstärkt werden. Das Signal wird optisch-elektrisch gewandelt, elektrisch verstärkt und elektrisch-optisch gewandelt. Entsprechend Bild oben rechts kann das Signal auch direkt optisch verstärkt werden, ohne optisch-elektrisch-optische Wandlung. Das wird aber in der Regel bei einem einkanaligen System nicht gemacht, da es zu teuer ist. Bild links unten zeigt, dass bei einer vielkanaligen Übertragung vor der elektrischen Verstärkung zunächst das Licht in seine Wellenlängenanteile aufgetrennt werden Bild 6.17: Vergleich elektrischer mit optischer Verstärkung Bild oben links zeigt eine einkanalige Übertragung mit elektrischer Verstärkung: Nach einer bestimmten Streckenlänge muss das Signal verstärkt werden. Das Signal wird optisch-elektrisch gewandelt, elektrisch verstärkt und elektrisch-optisch gewandelt. 226 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="228"?> Entsprechend Bild oben rechts kann das Signal auch direkt optisch verstärkt werden, ohne optisch-elektrisch-optische Wandlung. Das wird aber in der Regel bei einem einkanaligen System nicht gemacht, da es zu teuer ist. Bild links unten zeigt, dass bei einer vielkanaligen Übertragung vor der elektrischen Verstärkung zunächst das Licht in seine Wellenlängenanteile aufgetrennt werden muss (Demultiplexer). Beispielweise bei einem 40kanaligen System sind dann 40 Empfänger, 40 elektrische Verstärker und 40 Laserdioden (teuer! ) erforderlich. Bild unten rechts zeigt, dass bei optischer Verstärkung die Wandlung elektrisch-op‐ tisch-elektrisch vermieden wird und der Verstärker in der Lage ist, ein bestimmtes Wellenlängenband (C-Band oder L-Band) gleichzeitig zu verstärken. Während bei einem Kanal sich ein optischer Verstärker meist nicht lohnt, ist er unabdingbar bei einer Mehrkanalübertragung (DWDM). Der elektrische Verstärker realisiert eine 3R-Funktion: Reamplification (Verstärkung), Reshaping (Herstellung des idealen Rechteckimpulses), Retiming (Herstellung des exakten Taktes: Unterdrückung Jitter). Der optischer Verstärker ermöglicht nur eine 1R-Funktion. Das Signal wird zwar verstärkt, aber die Impulsform wird nicht regeneriert. Alle Dispersions- und Rausche‐ ffekte summieren sich auf! Maßgebend für Dispersions- und Rauscheffekte ist die optische Strecke zwischen Sender und Empfänger, nicht der Abstand der optischen Verstärker! Entsprechend ITU-T G.662 unterscheidet man folgende Varianten von Faserverstär‐ kern (OFA: Optical Fiber Amplifier): ■ Booster Amplifier (BA), Endverstärker: Einsatz direkt hinter dem Multiplexer zur Erhöhung der optischen Leistung. Hat hohe Sättigungsleistung. Kompensiert die Dämpfung des Multiplexers. ■ Line Amplifier (LA), Leitungsverstärker: Einsatz zwischen den passiven Faser‐ abschnitten zur Erhöhung der überbrückbaren Streckenlänge. Hat geringes Rau‐ schen. Dient der Kompensation der Faserdämpfung. ■ Pre-Amplifier (PA), Vorverstärker: Einsatz direkt vor dem Demultiplexer zur Erhöhung der Empfindlichkeit. Hat sehr geringes Rauschen. Enthält optisches Filter zur Minimierung des Verstärkerrauschens, welches auf den Empfänger trifft. Kompensiert die Dämpfung des Demultiplexers. ■ Optical Amplified Transmitter (OAT): Verstärker, integriert im Sender. ■ Optical Amplified Receiver (OAR): Verstärker, integriert im Empfänger. Es gibt nicht den Faserverstärker. Je nach Anwendungsfall muss der richtige Verstärker gewählt werden. Folgende Verstärkeranordnungen sind möglich: ■ E/ O + BA + O/ E (Bild 6.18 oben) ■ E/ O + LA + O/ E (Bild 6.18 Mitte) 227 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="229"?> ■ E/ O + PA + O/ E (Bild 6.18 unten) ■ E/ O + BA + PA + O/ E ■ E/ O + BA + LA + O/ E ■ E/ O + LA + PA + O/ E ■ E/ O + BA + LA + PA + O/ E Bei knappem Budget wird man zuerst einen Pre-Amplifier, dann einen Booster Ampli‐ fier und erst dann einen Line Amplifier einsetzen, da dieser eine extra Stromversorgung benötigt, die beim Pre-Amplifier am Ende der Strecke bzw. beim Booster Amplifier am Anfang der Strecke ohnehin vorhanden ist. Bild 6.18: Unterschiedliche Anordnung Verstärker Bild 6.18 zeigt unterschiedliche Anordnungen der faseroptischen Verstärker in DWDM-Systemen. Zur Vereinfachung wurden Multiplexer und Demultiplexer nicht dargestellt. Optische Verstärker kann man kaskadieren, um sehr lange Strecken rein optisch zu überbrücken. Allerdings verschlechtern sich die Systemeigenschaften mit wachsender Anzahl der Verstärker:  Verringerung des optischen Signal-zu-Rausch-Verhältnisses  Erhöhung der chromatischen Dispersion  Erhöhung der Polarisationsmodendispersion  spektrale Abhängigkeit der Verstärkung  nichtlineare Effekte Nach einer bestimmten Streckenlänge muss das Signal optisch-elektrisch gewandelt und wieder regeneriert werden. Die Abschnittslängen, die Streckenlängen und die Anzahl der optische Verstärker hängen vom Fasertyp und von der Datenrate ab. Ramanverstärker Bei Einkopplung einer sehr hohe Leistung (einige 100 mW) und damit Realisierung einer sehr hohen Leistungsdichte, entsteht stimulierte Ramanstreuung. Es handelt sich um einen nichtlinearen Effekt: Die ursprüngliche Lichtfrequenz wird in höhere Frequenzen (Stockes-Verschiebung) und in geringere Frequenzen (Anti-Stockes- Verschiebung) gewandelt. Das Licht mit geringeren Frequenzen (höheren Wellenlängen) ermöglicht die Verstärkung einer äußeren Lichtquelle, wenn die Frequenz des zu verstärkenden Lichts gleich der Frequenz des Raman-gestreuten Lichtes ist. Das ist gewährleistet, wenn die Wellenlänge des Ramanlasers ca. 100 nm unter der Wellenlänge des Signals liegt. Beispiel: Wellenlänge des Ramanlasers ca. 1450 nm verstärkt ein Wellenlängenmultiplexsignal im C-Band (1530 nm bis 1565 nm). Das Licht des Ramanlasers wird entgegen der Signalausbreitungsrichtung eingekoppelt und verwandelt so den übertragenden Lichtwellenleiter in ein verstärkendes Medium. Der Ramanverstärker ermöglicht eine verteilte optische Verstärkung entlang der Strecke. Bild 6.18: Unterschiedliche Anordnung Verstärker Bild 6.18 zeigt unterschiedliche Anordnungen der faseroptischen Verstärker in DWDM-Systemen. Zur Vereinfachung wurden Multiplexer und Demultiplexer nicht dargestellt. Optische Verstärker kann man kaskadieren, um sehr lange Strecken rein optisch zu überbrücken. Allerdings verschlechtern sich die Systemeigenschaften mit wachsender Anzahl der Verstärker: ■ Verringerung des optischen Signal-zu-Rausch-Verhältnisses ■ Erhöhung der chromatischen Dispersion ■ Erhöhung der Polarisationsmodendispersion ■ spektrale Abhängigkeit der Verstärkung ■ nichtlineare Effekte Nach einer bestimmten Streckenlänge muss das Signal optisch-elektrisch gewandelt und wieder regeneriert werden. Die Abschnittslängen, die Streckenlängen und die Anzahl der optische Verstärker hängen vom Fasertyp und von der Datenrate ab. Ramanverstärker Bei Einkopplung einer sehr hohe Leistung (einige 100 mW) und damit Realisierung einer sehr hohen Leistungsdichte, entsteht stimulierte Ramanstreuung. Es handelt sich um einen nichtlinearen Effekt: Die ursprüngliche Lichtfrequenz wird in höhere 228 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="230"?> Frequenzen (Stockes-Verschiebung) und in geringere Frequenzen (Anti-Stockes-Ver‐ schiebung) gewandelt. Das Licht mit geringeren Frequenzen (höheren Wellenlängen) ermöglicht die Verstär‐ kung einer äußeren Lichtquelle, wenn die Frequenz des zu verstärkenden Lichts gleich der Frequenz des Raman-gestreuten Lichtes ist. Das ist gewährleistet, wenn die Wellenlänge des Ramanlasers ca. 100 nm unter der Wellenlänge des Signals liegt. Beispiel: Wellenlänge des Ramanlasers ca. 1450 nm verstärkt ein Wellenlängenmulti‐ plexsignal im C-Band (1530 nm bis 1565 nm). Das Licht des Ramanlasers wird entgegen der Signalausbreitungsrichtung eingekoppelt und verwandelt so den übertragenden Lichtwellenleiter in ein verstärkendes Medium. Der Ramanverstärker ermöglicht eine verteilte optische Verstärkung entlang der Strecke. Es kann ein breites Spektrum verstärkt werden. Während der EDFA einen Wellenlän‐ genbereich von etwa 36 nm verstärkt (zum Beispiel das C-Band) wird bei Ramanver‐ stärkung ein Wellenlängenbereich von etwa 100 nm verstärkt. Es wird kein speziell dotierter Lichtwellenleiter benötigt. Meist kombiniert man Ramanverstärker und erbiumdotierte Verstärker, um die Licht‐ leistung am Ende des Abschnittes (vor dem EDFA) anzuheben (Bild 6.19). Dadurch wird ein höheres optisches Signal-zu-Rausch-Verhältnis auf der Strecke möglich. Die Verstärkung ist am größten unmittelbar am Ramanverstärker und fällt nach links (entgegen der Signalrichtung) ab, da das Pumpsignal durch die Faserdämpfung geschwächt wird. Anordnungen entsprechend Bild 6.19 kommen vorwiegend bei höheren Datenraten (40 Gbit/ s, 100 Gbit/ s,…) zum Einsatz, weil dort das optische Signal-zu-Rausch-Verhältnis zunehmend kritischer wird. Das Signal kann um 10 dB bis 15 dB angehoben werden. Es kann ein breites Spektrum verstärkt werden. Während der EDFA einen Wellenlängenbereich von etwa 36 nm verstärkt (zum Beispiel das C-Band) wird bei Ramanverstärkung ein Wellenlängenbereich von etwa 100 nm verstärkt. Es wird kein speziell dotierter Lichtwellenleiter benötigt. Meist kombiniert man Ramanverstärker und erbiumdotierte Verstärker, um die Lichtleistung am Ende des Abschnittes (vor dem EDFA) anzuheben (Bild 6.19). Dadurch wird ein höheres optisches Signal-zu-Rausch-Verhältnis auf der Strecke möglich. Die Verstärkung ist am größten unmittelbar am Ramanverstärker und fällt nach links (entgegen der Signalrichtung) ab, da das Pumpsignal durch die Faserdämpfung geschwächt wird. Anordnungen entsprechend Bild 6.19 kommen vorwiegend bei höheren Datenraten (40 Gbit/ s, 100 Gbit/ s,...) zum Einsatz, weil dort das optische Signalzu-Rausch-Verhältnis zunehmend kritischer wird. Das Signal kann um 10 dB bis 15 dB angehoben werden. Raman Raman Raman EDFA EDFA EDFA Bild 6.19: Kombination Ramanverstärker mit Faserverstärker (Hybrid Raman-EDFA) Der Dämpfungskoeffizient der Faser muss bei der Wellenlänge des Pumplasers (zum Beispiel 1450 nm) möglichst gering sein, um eine hohe Verstärkung zu erreichen. Ramanverstärker sind extrem rückwirkungsempfindlich. Im Abstand von bis zu 20 km müssen die Stecker minimale Dämpfungen und keine Reflexion bewirken. Wegen der hohen Leistungen und zur Vermeidung von Reflexionen müssen die Stecker unbedingt vor dem Stecken gereinigt werden. Es sind Stecker mit APC-Schliff zu verwenden. Wegen der hohen Leistungen ist auf Augenschutz zu achten. 6.3 Grobes Wellenlängenmultiplex Bild 6.19: Kombination Ramanverstärker mit Faserverstärker (Hybrid Raman-EDFA) Der Dämpfungskoeffizient der Faser muss bei der Wellenlänge des Pumplasers (zum Beispiel 1450 nm) möglichst gering sein, um eine hohe Verstärkung zu erreichen. 229 6.2 Dichtes Wellenlängenmultiplex <?page no="231"?> Ramanverstärker sind extrem rückwirkungsempfindlich. Im Abstand von bis zu 20 km müssen die Stecker minimale Dämpfungen und keine Reflexion bewirken. Wegen der hohen Leistungen und zur Vermeidung von Reflexionen müssen die Stecker unbedingt vor dem Stecken gereinigt werden. Es sind Stecker mit APC-Schliff zu verwenden. Wegen der hohen Leistungen ist auf Augenschutz zu achten. 6.3 Grobes Wellenlängenmultiplex Während sich die Technik meist von der einfacheren zur aufwändigeren Lösung entwickelt, war es beim Wellenlängenmultiplex umgekehrt. Zuerst wurde Dichtes Wellenlängenmultiplex marktreif, welches sehr hohe Anforderungen an die Laserdio‐ den und die Multiplexer wegen des sehr geringen Kanalabstandes stellt. Der geringe Kanalabstand ergab sich aus der Tatsache, dass ältere Lichtwellenleiter Wasserpeaks haben, die den nutzbaren Wellenlängenbereich begrenzen. Wasserpeaks sind Wellenlängebereiche, wo der Dämpfungskoeffizient stark anwächst (Abschnitt 1.2.6). Wasserpeaks entstehen durch den ungewollten Einbau von OH-Ionen während des Ziehprozesses. Grobes Wellenlängenmultiplex beansprucht einen größeren Kanalab‐ stand und damit einen größeren Wellenlängenbereich. Die Wasserpeaks sind störend. Sie müssen unterdrückt werden. Im Jahr 2000 kamen die ersten Low-Water-Peak-Licht‐ wellenleiter auf den Markt. Vorher schienen die Wasserpeaks physikalisch unvermeidbar. Eine entsprechende Nutzeranforderung hat es ermöglicht, dass die Fasern weiterentwickelt und die Was‐ serpeaks unterdrückt wurden. Eine sinngemäße Entwicklung vollzog sich etwa zehn Jahre später: Herkömmliche Singlemode-LWL ermöglichen einen minimalen Biegeradius von 30 mm. Wird dieser unterschritten, kommt es insbesondere bei höheren Wellenlängen zu Dämpfungen. Im Rahmen der FTTH/ FTTB-Projekte kam die Forderung, die Fasern insbesondere im Wohnbereich, mit kleineren Radien abzulegen und es wurden Lichtwellenleiter mit reduzierter Biegeempfindlichkeit (Abschnitt 1.2.11) entwickelt. 6.3.1 Einsatzfälle für Grobes Wellenlängenmultiplex Geringe Kosten sind jetzt wichtiger als die Technik: ■ geringere Streckenlängen, geringere Datenraten ■ großer spektraler Abstand zwischen den einzelnen Wellenlängen ■ ermöglicht den Einsatz von preiswerten direkt modulierten und nicht tempera‐ turstabilisierten Lasern (die Wellenlänge darf driften) 230 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="232"?> ■ ermöglicht die Verwendung von Multiplexern/ Demultiplexern mit geringen Flan‐ kensteilheiten (Dünnschichtfilter) 198 6.3.1 Einsatzfälle für Grobes Wellenlängenmultiplex Geringe Kosten sind jetzt wichtiger als die Technik:  geringere Streckenlängen, geringere Datenraten  großer spektraler Abstand zwischen den einzelnen Wellenlängen  ermöglicht den Einsatz von preiswerten direkt modulierten und nicht temperaturstabilisierten Lasern (die Wellenlänge darf driften)  ermöglicht die Verwendung von Multiplexern/ Demultiplexern mit geringen Flankensteilheiten (Dünnschichtfilter) Bild 6.20: Prinzip des Groben Wellenlängenmultiplex Bild 6.20: Prinzip des Groben Wellenlängenmultiplex Grobes Wellenlängenmultiplex (CWDM) kommt vor allem in den Metronetzen zum Einsatz und ist eine einfache Alternative zum Dichten Wellenlängenmultiplex (DWDM). Wie beim Dichten Wellenlängenmultiplex kann mit Grobem Wellenlän‐ genmultiplex eine Punkt-zu-Punkt-Übertragung mit vielen Wellenlängen realisieren (Bild 6.20). Meist kommen keine optischen Verstärker zum Einsatz. So ist nicht nur eine unidirek‐ tionale Übertragung (wie in Bild 6.20 dargestellt) sondern auch eine bidirektionale Übertragung möglich. (Herkömmliche optische Verstärker kann man wegen der optischen Isolatoren nur in einer Richtung betreiben.) Monitorpunkte werden nicht empfohlen, können aber nützlich sein. Alternativ realisiert man Grobes Wellenlängenmultiplex in optischen Ringen (Bild 6.21). An einem bestimmten Ort wird mit Hilfe eines Drop-Multiplexers (Dünn‐ schichtfilter: Abschnitt 6.2.5.3) eine Wellenlänge ausgekoppelt und mit Hilfe eines Add-Multiplexers diese Wellenlänge mit neuem Dateninhalt in den Ring wieder eingekoppelt. Viele Wellenlängen (bis zu 18) können ein großes Gebiet versorgen. 231 6.3 Grobes Wellenlängenmultiplex <?page no="233"?> Alternativ realisiert man Grobes Wellenlängenmultiplex in optischen Ringen (Bild 6.21). An einem bestimmten Ort wird mit Hilfe eines Drop-Multiplexers (Dünnschichtfilter: Abschnitt 6.2.5.3) eine Wellenlänge ausgekoppelt und mit Hilfe eines Add-Multiplexers diese Wellenlänge mit neuem Dateninhalt in den Ring wieder eingekoppelt. Viele Wellenlängen (bis zu 18) können ein großes Gebiet versorgen. Bild 6.21: Auskopplung einzelner Wellenlängen aus einem optischen Ring 6.3.2 Normung Grobes Wellenlängenmultiplex Anders als die Norm ITU-T G.694.1 spezifiziert die Norm ITU-T G.694.2 nicht Lichtfrequenzen sondern Wellenlängen:  1271 nm, 1291 nm,...1611 nm  18 Kanäle, Kanalnummern C1 bis C18  Kanalabstand 20 nm Bild 6.22 vergleicht die Wellenlängenbereiche. Ersichtlich sind die Wellenlängen der vier optischen Fenster, wobei das vierte optische Fenster (1625 nm, 1650 nm) vorwiegend zur Überwachung genutzt wird. Erkennbar sind das C- und das L-Band. Für die DWDM-Übertragung wird nur etwa die untere Hälfte des L-Bandes genutzt. Ersichtlich ist, dass CWDM einen sehr großen Wellenlängenbereich nutzt. Bild 6.21: Auskopplung einzelner Wellenlängen aus einem optischen Ring 6.3.2 Normung Grobes Wellenlängenmultiplex Anders als die Norm ITU-T G.694.1 spezifiziert die Norm ITU-T G.694.2 nicht Lichtfrequenzen, sondern Wellenlängen: 1271 nm, 1291 nm,…1611 nm 18 Kanäle, Kanalnummern C1 bis C18 Kanalabstand 20 nm Bild 6.22 vergleicht die Wellenlängenbereiche. Ersichtlich sind die Wellenlängen der vier optischen Fenster, wobei das vierte optische Fenster (1625 nm, 1650 nm) vorwiegend zur Überwachung genutzt wird. Erkennbar sind das C- und das L-Band. Für die DWDM-Übertragung wird nur etwa die untere Hälfte des L-Bandes genutzt. Ersichtlich ist, dass CWDM einen sehr großen Wellenlängenbereich nutzt. Bild 6.22: Vergleich der Wellenlängenbereiche Neben dem Wellenlängenraster spezifiziert die Norm ITU-T G.695 die Eigenschaften von Sender und Multiplexer am Streckenanfang, sowie von Demultiplexer und Empfänger am Streckenende. Die unterschiedlichen Übertragungsversionen werden nach folgenden Gesichtspunkten klassifiziert:  Datenrate: 1,25 Gbit/ s, 2,5 Gbit/ s, 10 Gbit/ s, 25 Gbit/ s (Modulation jeweils NRZ); 50 Gbit/ s (Modulation PAM-4).  Fasertyp: G.652, G.653, G.655. Bild 6.22: Vergleich der Wellenlängenbereiche 232 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="234"?> Neben dem Wellenlängenraster spezifiziert die Norm ITU-T G.695 die Eigenschaften von Sender und Multiplexer am Streckenanfang, sowie von Demultiplexer und Emp‐ fänger am Streckenende. Die unterschiedlichen Übertragungsversionen werden nach folgenden Gesichtspunk‐ ten klassifiziert: ■ Datenrate: 1,25 Gbit/ s, 2,5 Gbit/ s, 10 Gbit/ s, 25 Gbit/ s (Modulation jeweils NRZ); 50 Gbit/ s (Modulation PAM-4). ■ Fasertyp: G.652, G.653, G.655. ■ Übertragung: unidirektional oder bidirektional ■ Übertragung mit oder ohne Vorwärtsfehlerkorrektur (FEC) ■ Anzahl der Kanäle: 4, 8, 12 oder 16 Die Norm beschreibt Signaldämpfung, Leistungspegel, Streckenlängen und Übertra‐ gungsgeschwindigkeiten. Es werden die Dämpfungskoeffizienten des Kabels und die Koeffizienten der chromatischen Dispersion für die Wellenlängen der Kanäle 1 bis 18 angegeben. Darüber hinaus erfolgt eine Spezifikation der Parameter der Transceiver. Die realisierbaren Streckenlängen hängen von der Datenrate, der Anzahl der Kanäle, dem Wellenlängenbereich und dem Fasertyp ab (Tabelle 6.4). Die Übertragung von 10 Gbit/ s im dritten optischen Fenster erfordert extern modulierten Laser wie beim Dichten Wellenlängenmultiplex (teuer). Eine Kompensation der chromatischen Disper‐ sion ist nicht vorgesehen. Für zukünftige Anwendungen werden optische Verstärker erlaubt. Anzahl der Kanäle Datenrate Streckenlänge Wellenlängen 4 2,5 Gbit/ s 69 km 1511 nm…1571 nm 10 Gbit/ s 40 km 1271 nm…1331 nm 25 Gbit/ s FEC 2 km 1271 nm…1331 nm 50 Gbit/ s PAM-4 2 km 1271 nm…1331 nm 8 2,5 Gbit/ s 55 km 1471 nm…1611 nm 10 Gbit/ s FEC 55 km 1471 nm…1611 nm 16 2,5 Gbit/ s 42 km 1311 nm…1611 nm Tab. 6.4: Beispiele für Streckenlängen bei Verwendung von Standard-Singlemode-Fasern und unidi‐ rektionaler Übertragung nach ITU-T G.695 6.3.3 Erschließung des gesamten Wellenlängenbereiches Bild 6.23 zeigt den Dämpfungskoeffizient in Abhängigkeit von der Wellenlänge für her‐ kömmliche Fasern (G.652.A&B), Low-Water-Peak-Fasern (G.652.C&D) und Zero-Wa‐ ter-Peak-Fasern (ZWP) und die sich daraus ergebende empfohlene Wellenlängenbele‐ gung (schwarze Punkte) nach ITU-T G.695. Außerdem sind die Nennwellenlängen der 233 6.3 Grobes Wellenlängenmultiplex <?page no="235"?> CWDM-Kanäle und die Durchlassbereiche der Multiplexer/ Demultiplexer (Trapeze) dargestellt. 201 6.3.3 Erschließung des gesamten Wellenlängenbereiches Bild 6.23 zeigt den Dämpfungskoeffizient in Abhängigkeit von der Wellenlänge für herkömmliche Fasern (G.652.A&B), Low-Water-Peak-Fasern (G.652.C&D) und Zero- Water-Peak-Fasern (ZWP) und die sich daraus ergebende empfohlene Wellenlängenbelegung (schwarze Punkte) nach ITU-T G.695. Außerdem sind die Nennwellenlängen der CWDM-Kanäle und die Durchlassbereiche der Multiplexer/ Demultiplexer (Trapeze) dargestellt. und oder Bild 6.23: Empfohlene Wellenlängen in Abhängigkeit von der Anzahl der Kanäle Bei vier Kanälen bietet sich der Bereich mit minimalem Dämpfungskoeffizient an (1511 nm...1571 nm). Bei sehr hohen Datenraten lokalisiert man die vier Kanäle im Bereich der minimalen chromatischen Dispersion (1271 nm...1331 nm). Bei gleichzeitiger Übertragung von acht Kanälen ist der Wellenlängenbereich 1471 nm...1611 nm sinnvoll. Die Strecke ist annähernd bei der gleichen Länge dämpfungs- und dispersionsbegrenzt (vergleiche Abschnitt 5.5.2). Bei zwölf Kanälen werden fünf Wellenlängen im Bereich des Wasserpeaks nicht berücksichtigt. Bei Verwendung von Lichtwellenleitern mit reduziertem Wasserpeak ist es nicht notwendig, den Wellenlängenbereich um das Wasserpeak (1383 nm) auszusparen: 16 Kanäle können genutzt werden. Gleiches gilt für kürzere Streckenlängen, wo Fasern mit höheren Dämpfungskoeffizienten keine Probleme bereiten. Vergleiche zur Wellenlängenbelegung auch Tabelle 6.4. Bild 6.23: Empfohlene Wellenlängen in Abhängigkeit von der Anzahl der Kanäle Bei vier Kanälen bietet sich der Bereich mit minimalem Dämpfungskoeffizient an (1511 nm…1571 nm). Bei sehr hohen Datenraten lokalisiert man die vier Kanäle im Bereich der minimalen chromatischen Dispersion (1271 nm…1331 nm). Bei gleichzeitiger Übertragung von acht Kanälen ist der Wellenlängenbereich 1471 nm…1611 nm sinnvoll. Die Strecke ist annähernd bei der gleichen Länge dämpf‐ ungs- und dispersionsbegrenzt (vergleiche Abschnitt 5.5.2). Bei zwölf Kanälen werden fünf Wellenlängen im Bereich des Wasserpeaks nicht berücksichtigt. Bei Verwendung von Lichtwellenleitern mit reduziertem Wasserpeak ist es nicht notwendig, den Wellenlängenbereich um das Wasserpeak (1383 nm) aus‐ zusparen: 16 Kanäle können genutzt werden. Gleiches gilt für kürzere Streckenlängen, wo Fasern mit höheren Dämpfungskoeffizienten keine Probleme bereiten. Vergleiche zur Wellenlängenbelegung auch Tabelle 6.4. 234 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="236"?> 6.3.4 Anforderungen an die Komponenten 6.3.4.1 Sender und Empfänger Die Laserdioden (vorzugsweise DFB-Laser) müssen bei den definierten Wellenlängen innerhalb des Durchlassbereiches der Multiplexer/ Demultiplexer (Filter) arbeiten. Wegen des großen Kanalabstandes ist dieser Bereich groß. Fertigungstoleranzen des Lasers bewirken eine Wellenlängentoleranz von ±3 nm. Der nicht temperaturstabilisierte DFB-Laser hat eine typische Wellenlängendrift von 0,1 nm/ K. Das entspricht einer Wellenlängenschwankung von ±3,5 nm bei einer Temperaturdrift von ±35 K (t = 0 °C…70 °C). So wird der zulässige Durchlassbereich des Multiplexers/ Demultiplexers (±6,5 nm) nicht überschritten (Bild 6.24). 202 6.3.4 Anforderungen an die Komponenten 6.3.4.1 Sender und Empfänger Die Laserdioden (vorzugsweise DFB-Laser) müssen bei den definierten Wellenlängen innerhalb des Durchlassbereiches der Multiplexer/ Demultiplexer (Filter) arbeiten. Wegen des großen Kanalabstandes ist dieser Bereich groß. Fertigungstoleranzen des Lasers bewirken eine Wellenlängentoleranz von ±3 nm. Der nicht temperaturstabilisierte DFB-Laser hat eine typische Wellenlängendrift von 0,1 nm/ K. Das entspricht einer Wellenlängenschwankung von ±3,5 nm bei einer Temperaturdrift von ±35 K (t = 0 °C...70 °C). So wird der zulässige Durchlassbereich des Multiplexers/ Demultiplexers (±6,5 nm) nicht überschritten (Bild 6.24). Bild 6.24: Wellenlängendrift des Lasers und Durchlassbereich des Filters Die Ausgangsleistung des Senders und die Empfängerempfindlichkeit sind mit verantwortlich für die überbrückbare Streckenlänge (Dämpfungsbegrenzung) (vergleiche Abschnitt 5.5.2). Photodioden sind spektral breitbandig. Sie können viele unterschiedliche CWDM- Wellenlängen detektieren. Allerdings ändert sich die Empfängerempfindlichkeit innerhalb des Wellenlängenbereiches. Es müssen InGaAs-Dioden verwendet werden. Diese haben eine hohe Empfindlichkeit bis 1650 nm. Bei Germanium-Dioden fällt die Empfindlichkeit bereits bei 1500 nm stark ab. 6.3.4.2 Wellenlängenselektive Bauelemente Die wellenlängenselektiven Bauelemente für Grobes Wellenlängenmultiplex nutzen das Prinzip der Dünnschichtfilter (Abschnitt 6.2.5.3) und haben moderate Flankensteilheiten (Bild 6.24). Zum Einsatz kommen folgende Versionen: Bild 6.24: Wellenlängendrift des Lasers und Durchlassbereich des Filters Die Ausgangsleistung des Senders und die Empfängerempfindlichkeit sind mit verant‐ wortlich für die überbrückbare Streckenlänge (Dämpfungsbegrenzung) (vergleiche Abschnitt 5.5.2). Photodioden sind spektral breitbandig. Sie können viele unterschiedliche CWDM-Wel‐ lenlängen detektieren. Allerdings ändert sich die Empfängerempfindlichkeit innerhalb des Wellenlängenbereiches. Es müssen InGaAs-Dioden verwendet werden. Diese haben eine hohe Empfindlichkeit bis 1650 nm. Bei Germanium-Dioden fällt die Empfindlichkeit bereits bei 1500 nm stark ab. 6.3.4.2 Wellenlängenselektive Bauelemente Die wellenlängenselektiven Bauelemente für Grobes Wellenlängenmultiplex nutzen das Prinzip der Dünnschichtfilter (Abschnitt 6.2.5.3) und haben moderate Flankensteil‐ heiten (Bild 6.24). Zum Einsatz kommen folgende Versionen: 235 6.3 Grobes Wellenlängenmultiplex <?page no="237"?> Multiplexer/ Demultiplexer zum Zusammenfügen bzw. zum Trennen vieler Wellen‐ längenkanäle. Diese Bauelemente müssen eine geringe Einfügedämpfung und hohe Isolation im Durchlassbereich haben. Die Dämpfung eines 8kanaligen Multiplexer/ De‐ multiplexer-Pärchens liegt bei 3 dB. Optischer Add-Drop-Multiplexer (OADM) zum Ein- und Auskoppeln einzelner Wellenlängen, zum Beispiel in optischen Ringen (Bild 6.21). Die typische Einfügedämp‐ fung für den Add-Drop-Pfad bzw. den Durchgangspfad liegt bei 1 dB. 6.3.4.3 Lichtwellenleiter Die Norm ITU-T G.695 erlaubt den Einsatz von Standard-Singlemode-LWL (G.652), von dispersionsverschobenen Lichtwellenleitern (G.653) und von Non-Zero-Disper‐ sion-Shifted-LWL (G.655). Die Fasern unterscheiden sich durch die Koeffizienten der chromatischen Dispersion (Abschnitt 1.2.5ff.) und damit durch die dispersionsbegrenzten Streckenlängen. Derzeit kommen vorzugsweise Standard-Singlemode-LWL zum Einsatz. Für diese Faser gilt näherungsweise: ■ niedrige Kanalnummer (kürzere Wellenlänge): ■ höhere Dämpfung, geringere Dispersion ■ höhere Kanalnummer (größere Wellenlänge): ■ geringere Dämpfung, höhere Dispersion ■ mittlere Kanalnummer: Wasserpeak kann stören; Lichtwellenleiter mit reduzier‐ tem Wasserpeak einsetzen (G.652.C/ D) 6.3.5 DWDM-over-CWDM-Technik Falls während des Betriebszeitraumes die Anzahl der CWDM-Kanäle nicht ausreicht, können ein oder mehrere CWDM-Kanäle (vorzugsweise) im C- oder L-Band jeweils durch viele DWDM-Kanäle ersetzt werden. Diese so genannte DWDM-over-CWDM-Technik ermöglicht es, mit geringen Kosten in ein CWDM-System zu investieren und dieses entsprechend der wachsenden Anfor‐ derungen auszubauen. Investiert wird nur in die Kapazität, die auch vom Endkunden genutzt wird. Bild 6.25 zeigt die Erweiterung der Wellenlängenkanäle: Das ursprüngliche Raster (obere acht CWDM-Kanäle) wird erweitert, indem die CWDM-Wellenlänge 1551 nm durch acht DWDM-Kanäle ersetzt wird. Diese acht Kanäle passen problemlos in den Durchlassbereich (13 nm) des CWDM-Mul‐ tiplexers/ Demultiplexers: Acht Wellenlängen mit Kanalabstand 100 GHz beanspruchen im dritten optischen Fenster einen Wellenlängenbereich von ca. 7 x 0,8 nm = 5,6 nm. 236 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="238"?> Bei wachsender Nachfrage können weitere CWDM-Wellenlängen durch jeweils viele DWDM-Wellenlängen ersetzt werden. 204 Bild 6.25: Wellenlängenraster bei CWDM-over-DWDM-Technik Neben Multiplexern/ Demultiplexern für CWDM werden auch Multiplexer/ Demultiplexer für DWDM benötigt. Diese bewirken eine zusätzliche Dämpfung. Das ist bei der Budgetplanung zu berücksichtigen (Abschnitt 5.5.2). Auf dem Markt werden beispielsweise folgende Lösungen angeboten: Ausgehend von den oberen acht CWDM-Kanälen werden die mittleren Kanäle (1511 nm, 1531 nm, 1551 nm, 1571 nm) durch je vier DWDM-Kanäle (Kanalabstand 200 GHz ≈ 1,6 nm ersetzt. Der beanspruchte Wellenlängenbereich beträgt ca. 3 x 1,6 nm = 4,8 nm. Zuzüglich der CWDM-Kanäle 1471 nm, 1491 nm, 1591 nm und 1611 nm können insgesamt 20 Kanäle übertragen werden. Alternativ werden zwölf CWDM-Kanäle mit 40 DWDM-Kanälen kombiniert: 52 Kanäle. 6.3.6 Zusammenfassung Aus den bisherigen Darlegungen ergeben sich folgende Einsatzfälle für die CWDM- Technik: Anzahl der Kanäle: Bis maximal zwölf Kanäle über G.652.A&B-LWL. Bei kurzen Streckenlängen sind auch 16 Kanäle möglicht. Maximal 16 Kanäle über G.652.C&D-LWL. Bild 6.25: Wellenlängenraster bei CWDM-over-DWDM-Technik Neben Multiplexern/ Demultiplexern für CWDM werden auch Multiplexer/ De‐ multi-plexer für DWDM benötigt. Diese bewirken eine zusätzliche Dämpfung. Das ist bei der Budgetplanung zu berücksichtigen (Abschnitt 5.5.2). Auf dem Markt werden beispielsweise folgende Lösungen angeboten: Ausgehend von den oberen acht CWDM-Kanälen werden die mittleren Kanäle (1511 nm, 1531 nm, 1551 nm, 1571 nm) durch je vier DWDM-Kanäle (Kanalab‐ stand 200 GHz ≈ 1,6 nm ersetzt. Der beanspruchte Wellenlängenbereich beträgt ca. 3 x 1,6 nm = 4,8 nm. Zuzüglich der CWDM-Kanäle 1471 nm, 1491 nm, 1591 nm und 1611 nm können insgesamt 20 Kanäle übertragen werden. Alternativ werden zwölf CWDM-Kanäle mit 40 DWDM-Kanälen kombiniert: 52 Kanäle. 6.3.6 Zusammenfassung Aus den bisherigen Darlegungen ergeben sich folgende Einsatzfälle für die CWDM-Technik: 237 6.3 Grobes Wellenlängenmultiplex <?page no="239"?> Anzahl der Kanäle: Bis maximal zwölf Kanäle über G.652.A&B-LWL. Bei kurzen Stre‐ ckenlängen sind auch 16 Kanäle möglicht. Maximal 16 Kanäle über G.652.C&D-LWL. Datenrate: Wegen der direkten Modulation des Lasers hat dieser eine relativ große spektrale Halbwertsbreite. Datenraten oberhalb 2,5 Gbit/ s bewirken eine sehr starke Längenbegrenzung durch chromatische Dispersion. Bei 1310 nm (Nulldurchgang der chromatischen Dispersion bei Standard-Sing‐ lemo-de-LWL) ist eine Übertragung mit direkt modulierten Lasern möglich. Bei 1550 nm wird eine 10 Gbit/ s-Übertragung durch externe Modulation des Lasers möglich (aufwändig: vergleiche Abschnitt 6.2.5.2). Maximale Datenrate: 50 Gbit/ s mit PAM-4. Optische Verstärker: Sind für zukünftige Anwendungen zugelassen. Dispersionskompensierende Bauelemente: Sind nicht vorgesehen. Beispiele für Einsatzfälle wurden in Abschnitt 6.3.2 Tabelle 6.4 zusammengestellt. In Tabelle 6.5 werden wichtige Eigenschaften von Grobem und Dichtem Wellenlän‐ genmultiplex verglichen. Anwendung/ Parameter CWDM DWDM: Metrobereich DWDM: Weitverkehrsbereich Anzahl der Kanäle 4…16 32…80 80…160 Wellenlängen‐ bereich O-, E-, S-, C- und L-Band C- und L-Band C-, L- und S- Band Kanalabstand 20 nm 100 GHz 50 GHz oder flexibel Datenrate pro Kanal (1,25; 2,5; 10; 25, 50) Gbit/ s 10 Gbit/ s (10, 40, 100, 400, 800) Gbit/ s Faserkapazität bis 800 Gbit/ s bis 800 Gbit/ s > 1 Tbit/ s Lasertyp ungekühlter DFB-Laser gekühlter DFB-Laser Filter-technolo‐ gie Dünnschicht-Filter Dünnschicht-Filter, AWG, FBG Streckenlänge bis ca. 55 km hunderte von Kilo‐ metern tausende von Kilometern Kosten gering mittel hoch optische Verstärkung zugelassen EDFA EDFA, Raman Tab. 6.5: Vergleich Grobes mit Dichtem Wellenlängenmultiplex 238 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="240"?> 6.4 Passives und aktives Wellenlängenmultiplex Passive WDM-Systeme (pWDM) haben keine aktiven Komponenten (Beispiel: Bild 6.20). Die Streckenlänge wird durch das optische Budget der Transceiver be‐ grenzt. Das System enthält keine optischen Signalverstärker oder Transponder. Passive WDM-Systeme ermöglichen eine einfache Erweiterung der Anzahl der Kanäle. Passives WDM kann Grobes oder Dichtes Wellenlängenmultiplex sein. Die Multiplexer und Demultiplexer sind passiv. Die Geräte vom Kunden werden direkt mit farbigen SFP-Modulen ausgestattet. So können kostengünstig Punkt-zu-Punkt-Verbindungen realisiert werden. Die Motivation für pWDM ist, Faserknappheit bei Punkt-zu-Punkt-Verbindungen zu überwinden. Mit Hilfe von Multiplexern/ Demultiplexern wird die Übertragungskapa‐ zität entsprechend der Anzahl der Wellenlängen vervielfacht. So wird eine preiswerte Übertragung von verschiedenen Diensten auf der optischen Schicht möglich. Eine Stromversorgung auf der Strecke ist nicht notwendig. Aktive WDM-Systeme enthalten in der Regel Transponder. Das sind Bauelemente, die das optische Eingangssignal (vom Kunden) in ein elektrisches Signal wandeln, dieses regenerieren und elektrisch-optisch in andere Wellenlängen wandeln. Diese neuen Wellenlängen entsprechen dem CWDM- oder DWDM-Raster. Der Trans‐ ponder arbeitet auch in umgekehrter Richtung (Bild 6.26). 206 Passives WDM kann Grobes oder Dichtes Wellenlängenmultiplex sein. Die Multiplexer und Demultiplexer sind passiv. Die Geräte vom Kunden werden direkt mit farbigen SFP-Modulen ausgestattet. So können kostengünstig Punkt-zu-Punkt- Verbindungen realisiert werden. Die Motivation für pWDM ist, Faserknappheit bei Punkt-zu-Punkt-Verbindungen zu überwinden. Mit Hilfe von Multiplexern/ Demultiplexern wird die Übertragungskapazität entsprechend der Anzahl der Wellenlängen vervielfacht. So wird eine preiswerte Übertragung von verschiedenen Diensten auf der optischen Schicht möglich. Eine Stromversorgung auf der Strecke ist nicht notwendig. Aktive WDM-Systeme enthalten in der Regel Transponder . Das sind Bauelemente, die das optische Eingangssignal (vom Kunden) in ein elektrisches Signal wandeln, dieses regenerieren und elektrisch-optisch in andere Wellenlängen wandeln. Diese neuen Wellenlängen entsprechen dem CWDM- oder DWDM-Raster. Der Transponder arbeitet auch in umgekehrter Richtung (Bild 6.26). Bild 6.26: Wirkungsweise Transponder (Quelle: nach Fiber Optics Solutions) Für die Weitverkehrsübertragung enthält die Strecke optische Signalverstärker (ED- FA) und Dispersionskompensatoren (DCM) (Bild 6.27). Aktives Wellenlängenmultiplex ist wegen der aktiven Komponenten teuer. DWDM Transceiver DWDM Transceiver DWDM Transceiver DWDM Transceiver RX TX RX TX RX TX RX TX DWDM Transceiver DWDM Transceiver DWDM Transceiver DWDM Transceiver RX TX RX TX RX TX RX TX 4 3 2 1 4 3 2 1 MUX/ DWDM MUX/ DWDM EDFA EDFA EDFA EDFA DCM DCM Bild 6.27: Beispiel für Dichtes Wellenlängenmultiplex für vier Kanäle bidirektional (Quelle: nach FS Deutschland) Bild 6.26: Wirkungsweise Transponder (Quelle: nach Fiber Optics Solutions) Für die Weitverkehrsübertragung enthält die Strecke optische Signalverstärker (EDFA) und Dispersionskompensatoren (DCM) (Bild 6.27). Aktives Wellenlängenmultiplex ist wegen der aktiven Komponenten teuer. 239 6.4 Passives und aktives Wellenlängenmultiplex <?page no="241"?> 206 Bild 6.26: Wirkungsweise Transponder (Quelle: nach Fiber Optics Solutions) Für die Weitverkehrsübertragung enthält die Strecke optische Signalverstärker (ED- FA) und Dispersionskompensatoren (DCM) (Bild 6.27). Aktives Wellenlängenmultiplex ist wegen der aktiven Komponenten teuer. DWDM Transceiver DWDM Transceiver DWDM Transceiver DWDM Transceiver RX TX RX TX RX TX RX TX DWDM Transceiver DWDM Transceiver DWDM Transceiver DWDM Transceiver RX TX RX TX RX TX RX TX 4 3 2 1 4 3 2 1 MUX/ DWDM MUX/ DWDM EDFA EDFA EDFA EDFA DCM DCM Bild 6.27: Beispiel für Dichtes Wellenlängenmultiplex für vier Kanäle bidirektional (Quelle: nach FS Deutschland) Bild 6.27: Beispiel für Dichtes Wellenlängenmultiplex für vier Kanäle bidirektional (Quelle: nach FS Deutschland) 6.5 Probleme beim Übergang zu höheren Datenraten Der Trend geht nicht nur zu vielen Wellenlängen pro Faser sondern auch zu höheren Datenraten pro Wellenlänge (2,5 Gbit/ s, 10 Gbit/ s, 40 Gbit/ s, 100 Gbit/ s). Das hat weit reichende Konsequenzen. Optisches Signal-zu-Rausch-Verhältnis (OSNR) Das OSNR ist ein Maß für die Qualität der Übertragung. Es darf nicht unter einen bestimmten Wert abfallen. Beim Übergang von 10 Gbit/ s auf 40 Gbit/ s erhöht sich das Rauschen um einen Faktor 4 (entspricht 6 dB), weil der Empfänger bei vierfacher Bandbreite entsprechend mehr rauscht. Gleiches OSNR am Streckenende ergibt sich, wenn mit der vierfachen Leistung eingekoppelt wird. Bei hohen Leistungen können nichtlineare Effekte auftreten. Die maximal einkoppelbare Leistung ist begrenzt. Auswege: Vorwärtsfehlerkorrektur, EDFA mit geringem Rauschen, Ramanverstärker. Vorwärtsfehlerkorrektur (FEC: Forward Error Correction) ist eine Methode, um feh‐ lerhafte Bits zu erkennen und zu korrigieren. Redundante Informationen werden an die Nutzdaten geheftet, die Fehler erkennen und beheben helfen; beispielsweise das Paritätsbit. Korrekturverfahren erfordern mindestens 7 % mehr Bandbreite (10 Gbit/ s => 10,7 Gbit/ s, 40 Gbit/ s => 43 Gbit/ s,…). 240 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="242"?> Chromatische Dispersion (CD) und Polarisationsmodendispersion (PMD) Mit Erhöhung der Datenrate reduziert sich die Längenbegrenzung durch die Dispersion stark. Auswege: höherwertige Modulationsverfahren, Kompensation der chromati‐ schen Dispersion, Fasern mit kleinen PMD-Koeffizienten einsetzen. Nichtlineare Effekte Treten bei hohen Leistungsdichten, geringen Spektralabständen beim Dichten Wel‐ lenlängenmultiplex und kleinen Koeffizienten der chromatischen Dispersion auf. Mögliche Effekte sind Selbstphasenmodulation, Kreuzphasenmodulation, Vierwellen‐ mischung, Ramanstreuung und Brillouinstreuung. 6.6 Bauelemente für flexible optische Netze Will man aus einem Wellenlängenmultiplexsignal einzelne Wellenlängen auskoppeln, kann man zunächst mit einem Demultiplexer in die einzelnen Farben auftrennen, die Signale optisch-elektrisch wandeln, regenerieren, elektrisch-optisch wandeln, multiplexen und in unterschiedliche Fasern einkoppeln. Die optisch-elektrisch-optische Wandlung ist insbesondere bei hohen Datenraten aufwändig. Darauf soll verzichtet werden. Die Aufteilung der Wellenlängen soll rein optisch erfolgen. Das ist mit Hilfe eines festen optischen Add/ Drop-Multiplexers (FOADM) mög‐ lich. Rein optisch können aus der Faser einzelne Wellenlängen einbzw. ausgekop‐ pelt werden. Das kann mit Hilfe von Dünnschichtfiltern erfolgen (Abschnitt 6.2.5.3; Bild 6.21). Beim festen optischen Add/ Drop-Multiplexer müssen zukünftige Verkehrswege be‐ kannt sein, um Unterbrechungen bei einem Upgrade zu vermeiden. Eine Änderung der Anforderungen bedeutet ständiges Überarbeiten und manuelle Eingriffe. Damit verbunden sind Ausfallzeit und Ertragsverlust. Ein konfigurierbarer optischer Add/ Drop-Multiplexer (ROADM) ermöglicht eine schnelle Umschaltung der Wellenlängen ohne die oben genannten Nachteile. Mit Hilfe der Funktionen Add, Drop bzw. Durchgang können die Wellenlängen-Pfade konfiguriert werden. Meist erfolgen auch noch ein Kanalabgleich und eine Leistungs‐ überwachung. Softwaregesteuert werden die Wege innerhalb des Netzes für die verschiedenen Wellenlängen geschaltet. Bandbreite wird an jedem beliebigen Ort zu jeder beliebigen Zeit dynamisch bereitgestellt. Das vereinfacht die Planung und das Netzmanagement. 241 6.6 Bauelemente für flexible optische Netze <?page no="243"?> Das Umschalten von Wellenlängen auf einen anderen Pfad ist eine Schlüsselfunktion in modernen optischen Netzen. Optische Signale unterschiedlicher Wellenlängen aus einer optischen Faser können unterschiedliche Wege zurücklegen. Die Zuordnung zwischen Quelle und Senke kann verändert werden (Bild 6.28). Die Umschaltung mit wellenlängenselektiven optischen Bauelementen kann nach unter‐ schiedlichen Prinzipen erfolgen (Wavelength-Blocker, wellenlängenselektive Schal‐ ter, …). 208 überwachung. Softwaregesteuert werden die Wege innerhalb des Netzes für die verschiedenen Wellenlängen geschaltet. Bandbreite wird an jedem beliebigen Ort zu jeder beliebigen Zeit dynamisch bereitgestellt. Das vereinfacht die Planung und das Netzmanagement. Das Umschalten von Wellenlängen auf einen anderen Pfad ist eine Schlüsselfunktion in modernen optischen Netzen. Optische Signale unterschiedlicher Wellenlängen aus einer optischen Faser können unterschiedliche Wege zurücklegen. Die Zuordnung zwischen Quelle und Senke kann verändert werden (Bild 6.28). Die Umschaltung mit wellenlängenselektiven optischen Bauelementen kann nach unterschiedlichen Prinzipen erfolgen (Wavelength-Blocker, wellenlängenselektive Schalter,...). Bild 6.28: Wirkungsweise konfigurierbarer optische Add/ Drop-Multiplexer (Quelle: nach ADVA) überlasteter Bereich Bild 6.28: Wirkungsweise konfigurierbarer optische Add/ Drop-Multiplexer (Quelle: nach ADVA) 6.7 Weiterentwicklung der Modulationsverfahren 6.7.1 Grundlagen der Modulation Bei jeder Art der Modulation wird ein Trägersignal in Abhängigkeit von einem Eingangssignal moduliert. Das Trägersignal s(t) lässt sich mathematisch als Sinus‐ schwingung ausdrücken: s t = A t ⋅ e i(2π f (t) + ϕ(t)) (6.5) Die Amplitude A(t), die Frequenz f(t) und die Phase φ(t) können von der Zeit abhängen. Bei digitaler Modulation kann die komplexe Amplitude zwei oder mehrere Zustände annehmen: 1.44 1Strecke = ∑ ⋅ 1 2 √ wobei = 5.4 St = ⋅ + ⋅ Splei ß + ⋅ Stecker + Komponente + Res 5.10 = ⋅ 6.6 s(t) = (t ) ⋅ (2 ( )+ ( )) ( ) =1 3.6 = =1 =1 = 0 10 / 10 3.7 10 / 10 = 10 / 10 3.8 = −10 10 / 10 =1 =1 (6.6) Das Umschalten von Wellenlängen auf einen anderen Pfad ist eine Schlüsselfunktion in modernen optischen Netzen. Optische Signale unterschiedlicher Wellenlängen aus einer optischen Faser können unterschiedliche Wege zurücklegen. Die Zuordnung zwischen Quelle und Senke kann verändert werden (Bild 6.28). Die Umschaltung mit wellenlängenselektiven optischen Bauelementen kann nach unter‐ schiedlichen Prinzipen erfolgen (Wavelength-Blocker, wellenlängenselektive Schal‐ ter, …). 208 Softwaregesteuert werden die Wege innerhalb des Netzes für die verschiedenen Wellenlängen geschaltet. Bandbreite wird an jedem beliebigen Ort zu jeder beliebigen Zeit dynamisch bereitgestellt. Das vereinfacht die Planung und das Netzmanagement. Das Umschalten von Wellenlängen auf einen anderen Pfad ist eine Schlüsselfunktion in modernen optischen Netzen. Optische Signale unterschiedlicher Wellenlängen aus einer optischen Faser können unterschiedliche Wege zurücklegen. Die Zuordnung zwischen Quelle und Senke kann verändert werden (Bild 6.28). Die Umschaltung mit wellenlängenselektiven optischen Bauelementen kann nach unterschiedlichen Prinzipen erfolgen (Wavelength-Blocker, wellenlängenselektive Schalter,...). Bild 6.28: Wirkungsweise konfigurierbarer optische Add/ Drop-Multiplexer (Quelle: nach ADVA) überlasteter Bereich Bild 6.28: Wirkungsweise konfigurierbarer optische Add/ Drop-Multiplexer (Quelle: nach ADVA) 6.7 Weiterentwicklung der Modulationsverfahren 6.7.1 Grundlagen der Modulation Bei jeder Art der Modulation wird ein Trägersignal in Abhängigkeit von einem Eingangssignal moduliert. Das Trägersignal s(t) lässt sich mathematisch als Sinus‐ schwingung ausdrücken: s t = A t ⋅ e i(2π f (t) + ϕ(t)) (6.5) Die Amplitude A(t), die Frequenz f(t) und die Phase φ(t) können von der Zeit abhängen. Bei digitaler Modulation kann die komplexe Amplitude zwei oder mehrere Zustände annehmen: 242 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung 242 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="244"?> Generell kann man schreiben: s t = A ⋅ e iθ = A ⋅ cosθ + i ⋅ sinθ = I(Realteil) + i∙Q(Imaginärteil) (6.7) Dabei ist A eine Amplitude und θ = 2πft + φ eine Phase. Eine anschauliche Darstellung der komplexen Amplitude ist im I-Q-Diagramm möglich (Bild 6.29). Die Amplitude A ist der Radius des Kreises ( A = I 2 + Q 2 ) und die Phase ⊖ das Azimut ( θ = arctan Q I ). 209 )) t ( ) t ( f 2 ( i e ) t ( A ) t ( s      (6.5) Die Amplitude A(t), die Frequenz f(t) und die Phase (t) können von der Zeit abhängen. Bei digitaler Modulation kann die komplexe Amplitude zwei oder mehrere Zustände annehmen:       k )) t ( ) t ( f 2 ( i k k k e ) t ( A ) t ( s (6.6) Generell kann man schreiben:           ) sin i (cos A e A ) t ( s i I(Realteil) + i·Q(Imaginärteil) (6.7) Dabei ist A eine Amplitude und  = 2ft +  eine Phase. Eine anschauliche Darstellung der komplexen Amplitude ist im I-Q-Diagramm möglich (Bild 6.29). Die Amplitude A ist der Radius des Kreises ( 2 2 Q I A   ) und die Phase  das Azimut ( I Q arctan   ). Bild 6.29: Grafische Darstellung der komplexen Amplitude in Polarkoordinaten 6.7.2 Herkömmliche Modulation Bei herkömmlicher Modulation unterscheidet man zwischen RZ (Return-to-Zero) und NRZ (Non-Return-to-Zero). Bei der RZ-Modulation kehrt das Signal innerhalb jeder Bitperiode zum Null-Niveau zurück (Bild 6.30, unten). Bei NRZ-Modulation wird auf Bild 6.29: Grafische Darstellung der komplexen Amplitude in Polarkoordinaten 6.7.2 Herkömmliche Modulation Bei herkömmlicher Modulation unterscheidet man zwischen RZ (Return-to-Zero) und NRZ (Non-Return-to-Zero). Bei der RZ-Modulation kehrt das Signal innerhalb jeder Bitperiode zum Null-Niveau zurück (Bild 6.30, unten). Bei NRZ-Modulation wird auf den Nullrückgang verzichtet (Bild 6.30 oben). Bei aufeinander folgenden Einsen bleibt das Signal konstant oben (On-Off-Keying: OOK). den Nullrückgang verzichtet (Bild 6.30 oben). Bei aufeinander folgenden Einsen bleibt das Signal konstant oben (On-Off-Keying: OOK). Bild 6.30: Vergleich RZmit NRZ-Modulation Das RZ-Signal ändert sich doppelt so oft wie das NRZ-Signal. Das RZ-Signal beansprucht die doppelte Bandbreite der Faser. 6.7.3 Höherwertige Modulation Ziel ist die Erhöhung der übertragbaren Informationsmenge pro Wellenlängenkanal bei gleich bleibendem Kanalabstand bzw. die Übertragung der gleichen Informationsmenge bei geringerem Kanalabstand. Die spektrale Effektivität , das Verhältnis aus Kanaldatenrate (zum Beispiel 100 Gbit/ s, 40 Gbit/ s) zum Kanalabstand (zum Beispiel 50 GHz, 100 GHz), soll erhöht werden. Höherwertige Modulationsverfahren  sind toleranter bezüglich Dispersionseffekten (CD, PMD)  reagieren unempfindlicher auf optische Nichtlinearitäten  ermöglichen eine größere spektrale Effektivität Das Modulationsverfahren hat direkten Einfluss auf das optische Spektrum und das Augendiagramm. Bild 6.30: Vergleich RZmit NRZ-Modulation Das RZ-Signal ändert sich doppelt so oft wie das NRZ-Signal. Das RZ-Signal bean‐ sprucht die doppelte Bandbreite der Faser. 243 6.7 Weiterentwicklung der Modulationsverfahren <?page no="245"?> 6.7.3 Höherwertige Modulation Ziel ist die Erhöhung der übertragbaren Informationsmenge pro Wellenlängenkanal bei gleichbleibendem Kanalabstand bzw. die Übertragung der gleichen Informations‐ menge bei geringerem Kanalabstand. Die spektrale Effektivität, das Verhältnis aus Kanaldatenrate (zum Beispiel 100 Gbit/ s, 40 Gbit/ s) zum Kanalabstand (zum Beispiel 50 GHz, 100 GHz), soll erhöht werden. Höherwertige Modulationsverfahren ■ sind toleranter bezüglich Dispersionseffekten (CD, PMD) ■ reagieren unempfindlicher auf optische Nichtlinearitäten ■ ermöglichen eine größere spektrale Effektivität Das Modulationsverfahren hat direkten Einfluss auf das optische Spektrum und das Augendiagramm. Bei NRZ/ RZ-Modulation ist die Bitrate gleich der Symbolrate (Baudrate). Bei höherwer‐ tigen Modulationsverfahren wird das Licht nicht einfach nur ein- und ausgeschaltet, sondern es werden verschiedene Amplituden- und Phasenzustände des Lichts codiert. Mit M Amplituden- und Phasenzuständen können m Bits in einem Symbol codiert werden. Dabei gilt folgender Zusammenhang: m = log 2 M (6.8) Beispiele: ■ Herkömmliche digitale Modulation: zwei Zustände, an oder aus, Eins oder Null (M = 2) bewirkt ein Bit je Symbol (m = 1). ■ Vier Zustände (M = 4) ermöglichen zwei Bits je Symbol (m = 2). ■ Acht Zustände (M = 8) ermöglichen drei Bits je Symbol (m = 3). Bei einer festen Kanaldatenrate (Einheit: bit/ s) führt das zu einer reduzierten Kanal‐ symbolrate (Einheit: Baud), zu einer geringeren spektralen Breite und durch Wahl eines kleineren Kanalabstandes zu einer erhöhten spektralen Effektivität. Oder umgekehrt: Bezogen auf eine feste Symbolrate (Baudrate), die die Dispersion beeinflusst, können mehr Bits übertragen werden. Es kann eine höhere Datenrate (Bitrate) bei unveränderten Anforderungen an die Dispersion übertragen werden. 6.7.4 Beispiel für Modulationsverfahren Die PAM-4-Modulation ist eine Amplitudenmodulation, die vier Entscheidungsnive‐ aus nutzt (Bild 6.31). Jeder Zustand des Signals entspricht zwei Bits (4 = 2 2 ). NRZ kann man als PAM-2-Modulation auffassen (ein Bit je Symbol). 244 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="246"?> 211 eines kleineren Kanalabstandes zu einer erhöhten spektralen Effektivität. Oder umgekehrt: Bezogen auf eine feste Symbolrate (Baudrate), die die Dispersion beeinflusst, können mehr Bits übertragen werden. Es kann eine höhere Datenrate (Bitrate) bei unveränderten Anforderungen an die Dispersion übertragen werden. 6.7.4 Beispiel für Modulationsverfahren Die PAM-4-Modulation ist eine Amplitudenmodulation, die vier Entscheidungsniveaus nutzt (Bild 6.31). Jeder Zustand des Signals entspricht zwei Bits (4 = 2 2 ). NRZ kann man als PAM-2-Modulation auffassen (ein Bit je Symbol). 11 10 01 10 00 Bild 6.31: Pegel bei der PAM-4-Modulation Bei PAM-4 sind die Pegel kleiner als bei PAM-2: geringeres Signal-zu-Rausch- Verhältnis. PAM-4 erfordert höhere Senderleistung oder Vorwärtsfehlerkorrektur. Bild 6.32 veranschaulicht die Q-I-Diagramme für unterschiedliche Modulationsverfahren. Bei NRZ und RZ werden zwei reelle Zustände 1 und 0 durchlaufen. Die Phase ist gleich Null. Bei PAM-4-Modulation liegen zwischen dem linken und rechten Punkt noch zwei weitere Punkte. NRZ RZ CSRZ DPSK DQPSK I Q I Q I Q I Q Bild 6.32: Q-I-Diagramme verschiedener Modulationsverfahren Bei Carrier-Suppressed Return-to-Zero (CSRZ) durchläuft das Signal drei reelle Zustände 1, 0, -1. 1 und -1 wird realisiert durch Phasenverschiebung um 180° (Bild 6.33). Bild 6.31: Pegel bei der PAM-4-Modulation Bei PAM-4 sind die Pegel kleiner als bei PAM-2: geringeres Signal-zu-Rausch-Verhält‐ nis. PAM-4 erfordert höhere Senderleistung oder Vorwärtsfehlerkorrektur. Bild 6.32 veranschaulicht die Q-I-Diagramme für unterschiedliche Modulationsverfah‐ ren. Bei NRZ und RZ werden zwei reelle Zustände 1 und 0 durchlaufen. Die Phase ist gleich Null. Bei PAM-4-Modulation liegen zwischen dem linken und rechten Punkt noch zwei weitere Punkte. 211 Die PAM-4-Modulation ist eine Amplitudenmodulation, die vier Entscheidungsniveaus nutzt (Bild 6.31). Jeder Zustand des Signals entspricht zwei Bits (4 = 2 2 ). NRZ kann man als PAM-2-Modulation auffassen (ein Bit je Symbol). 11 10 01 10 00 Bild 6.31: Pegel bei der PAM-4-Modulation Bei PAM-4 sind die Pegel kleiner als bei PAM-2: geringeres Signal-zu-Rausch- Verhältnis. PAM-4 erfordert höhere Senderleistung oder Vorwärtsfehlerkorrektur. Bild 6.32 veranschaulicht die Q-I-Diagramme für unterschiedliche Modulationsverfahren. Bei NRZ und RZ werden zwei reelle Zustände 1 und 0 durchlaufen. Die Phase ist gleich Null. Bei PAM-4-Modulation liegen zwischen dem linken und rechten Punkt noch zwei weitere Punkte. NRZ RZ CSRZ DPSK DQPSK I Q I Q I Q I Q Bild 6.32: Q-I-Diagramme verschiedener Modulationsverfahren Bei Carrier-Suppressed Return-to-Zero (CSRZ) durchläuft das Signal drei reelle Zustände 1, 0, -1. 1 und -1 wird realisiert durch Phasenverschiebung um 180° (Bild 6.33). Bild 6.32: Q-I-Diagramme verschiedener Modulationsverfahren Bei Carrier-Suppressed Return-to-Zero (CSRZ) durchläuft das Signal drei reelle Zustände 1, 0, -1. 1 und -1 wird realisiert durch Phasenverschiebung um 180° (Bild 6.33). Phasenverschiebung 2 0 Bild 6.33: Rote Kurve: Verschiebung der Phase um  (180°) gegenüber der blauen Kurve Bei der Phasenmodulation (PSK: Phase Shift Keying) wird die Phase verändert. Die Amplitude bleibt konstant. Der Punkt liegt immer auf der Peripherie des Kreises:  DPSK (Differential Phase-Shift Keying): zwei imaginäre Zustände / 2 und -/ 2. Auch bezeichnet als BPSK (Binary Phase-Shift Keying).  DQPSK (Differential Quadratur Phase Shift Keying): zwei imaginäre und zwei reelle Zustände: / 2 und -/ 2, 1 und -1. Vier Zustände entsprechen zwei Bits je Symbol. Weitere Q-I-Diagramme wurden in Bild 6.34 dargestellt:  Vier Phasen: Quadratur Phase Shift Keying (QPSK): zwei Bits je Symbol. Acht Phasen: 8PSK: drei Bits je Symbol. Bild 6.33: Rote Kurve: Verschiebung der Phase um π (180°) gegenüber der blauen Kurve Bei der Phasenmodulation (PSK: Phase Shift Keying) wird die Phase verändert. Die Amplitude bleibt konstant. Der Punkt liegt immer auf der Peripherie des Kreises: 245 6.7 Weiterentwicklung der Modulationsverfahren <?page no="247"?> ■ DPSK (Differential Phase-Shift Keying): zwei imaginäre Zustände π/ 2 und -π/ 2. Auch bezeichnet als BPSK (Binary Phase-Shift Keying). ■ DQPSK (Differential Quadratur Phase Shift Keying): zwei imaginäre und zwei reelle Zustände: π/ 2 und -π/ 2, 1 und -1. Vier Zustände entsprechen zwei Bits je Symbol. Weitere Q-I-Diagramme wurden in Bild 6.34 dargestellt: ■ Vier Phasen: Quadratur Phase Shift Keying (QPSK): zwei Bits je Symbol. ■ Acht Phasen: 8PSK: drei Bits je Symbol. ■ 16 Phasen: 16PSK: vier Bits je Symbol. 212 Bild 6.33: Rote Kurve: Verschiebung der Phase um  (180°) gegenüber der blauen Kurve Bei der Phasenmodulation (PSK: Phase Shift Keying) wird die Phase verändert. Die Amplitude bleibt konstant. Der Punkt liegt immer auf der Peripherie des Kreises:  DPSK (Differential Phase-Shift Keying): zwei imaginäre Zustände / 2 und -/ 2. Auch bezeichnet als BPSK (Binary Phase-Shift Keying).  DQPSK (Differential Quadratur Phase Shift Keying): zwei imaginäre und zwei reelle Zustände: / 2 und -/ 2, 1 und -1. Vier Zustände entsprechen zwei Bits je Symbol. Weitere Q-I-Diagramme wurden in Bild 6.34 dargestellt:  Vier Phasen: Quadratur Phase Shift Keying (QPSK): zwei Bits je Symbol.  Acht Phasen: 8PSK: drei Bits je Symbol.  16 Phasen: 16PSK: vier Bits je Symbol. Bild 6.34: Q-I-Diagramme verschiedener Modulationsverfahren Bei der Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM) werden sowohl Amplitude als auch Phase moduliert. Bild 6.35 zeigt folgende Beispiele:  16QAM: 16 = 2 4 Zustände ermöglichen vier Bits je Symbol.  64QAM: 64 = 2 6 Zustände ermöglichen sechs Bits je Symbol.  256QAM: 256 = 2 8 Zustände ermöglichen acht Bits je Symbol. Bild 6.34: Q-I-Diagramme verschiedener Modulationsverfahren Bei der Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM) werden sowohl Amplitude als auch Phase moduliert. Bild 6.35 zeigt folgende Beispiele: ■ 16QAM: 16 = 2 4 Zustände ermöglichen vier Bits je Symbol. ■ 64QAM: 64 = 2 6 Zustände ermöglichen sechs Bits je Symbol. ■ 256QAM: 256 = 2 8 Zustände ermöglichen acht Bits je Symbol. Bild 6.35: Höherwertige Quadratur-Amplituden-Modulation Wie bei der PAM-4-Modulation bewirken bei der Quadratur-Amplituden-Modulation kleinere Amplituden geringere Signal-Rausch-Verhältnisse. Bei ausschließlicher Phasenmodulation (PSK) hingegen ist die Lichtleistung konstant, die mittlere Lichtleistung und damit das optische Signal-zu-Rausch-Verhältnis sind größer. Eine Amplituden- und Phasenmodulation des optischen Signals ist mit einem Mach- Zehnder-Modulator (Abschnitt 6.2.5.2, Bild 6.9) möglich: Die Amplitudenmodulation wird durch konstruktive Überlagerung oder Auslöschung der beiden Wellenzüge realisiert. Eine Phasenmodulation geschieht durch definierte Veränderung der Spannung in den beiden Zweigen des Mach-Zehnder-Modulators. Bild 6.35: Höherwertige Quadratur-Amplituden-Modulation Wie bei der PAM-4-Modulation bewirken bei der Quadratur-Amplituden-Modulation kleinere Amplituden geringere Signal-Rausch-Verhältnisse. Bei ausschließlicher Pha‐ 246 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="248"?> senmodulation (PSK) hingegen ist die Lichtleistung konstant, die mittlere Lichtleistung und damit das optische Signal-zu-Rausch-Verhältnis sind größer. Eine Amplituden- und Phasenmodulation des optischen Signals ist mit einem Mach-Zehnder-Modulator (Abschnitt 6.2.5.2, Bild 6.9) möglich: Die Amplitudenmodu‐ lation wird durch konstruktive Überlagerung oder Auslöschung der beiden Wellenzüge realisiert. Eine Phasenmodulation geschieht durch definierte Veränderung der Span‐ nung in den beiden Zweigen des Mach-Zehnder-Modulators. Zur Realisierung höherwertiger Modulationsverfahren werden mehrere Mach-Zehn‐ der-Modulatoren miteinander kombiniert. Für moderne Anwendungen wird Lithiumniobat durch Indiumphosphit abgelöst. InP-Modulatoren ermöglichen eine höhere Packungsdichte, einen geringeren En‐ ergieverbrauch, eine höhere Modulationsbandbreite und ein besseres optisches Si‐ gnal-zu-Rausch-Verhältnis. 6.7.5 Fortgeschrittene Übertragungsverfahren Mit Polarisationsmultiplex (PM) kann die Datenrate pro Wellenlänge verdoppelt werden. Dabei wird je ein Signal in horizontaler und vertikaler Polarisationsrichtung ausgesandt. Die beiden Signale stehen aufeinander senkrecht, so dass sie nicht mitein‐ ander wechselwirken können. Da sich der Polarisationszustand entlang der Ausbreitung über den Lichtwellenleiter ständig ändert, erfordert Polarisationsmultiplex eine elektro-optische Einrichtung, die den Polarisationszustand im Millisekundenbereich anpasst (nachführt) (Polarization Tracker). Polarisationsmultiplex wird in Verbindung mit QPSK-Modulation genutzt. Bei QPSK nimmt das Signal vier Phasenzustände an: zwei Bits je Symbol können übertragen werden. In Kombination mit Polarisationsmultiplex DP-QPSK (DP: Dual Polarization) ist eine Vervierfachung der Bandbreite möglich. Das elektronische Signal kann um einen Faktor 4 langsamer sein. Das bedeutet bei einer 43 Gbit/ s-Übertragung eine Symbolrate von 10,7 Gbaud. Durch Übergang von NRZ-Modulation zu DP-QPSK ist eine Hochrüstung von 10,7 Gbit/ s auf 43 Gbit/ s durch einfachen Austausch der aktiven Komponenten möglich. Es sind keine zusätzlichen Maßnahmen zur Dispersionskompensation erforderlich. Neben höherwertigen Modulationsverfahren und Polarisationsmultiplex geht der Trend in Richtung kohärenter Detektion. Dabei wird das Nutzsignal E S (t) am Ende der Strecke mit einem idealerweise monochromatischen Laser (LO: Lokaloszillator) E LO (t) annähernd der gleichen Wellenlänge mit Hilfe eines 2 x 2-Bauelements überlagert (Bild 6.36). 247 6.7 Weiterentwicklung der Modulationsverfahren <?page no="249"?> 214 durch einfachen Austausch der aktiven Komponenten möglich. Es sind keine zusätzlichen Maßnahmen zur Dispersionskompensation erforderlich. Neben höherwertigen Modulationsverfahren und Polarisationsmultiplex geht der Trend in Richtung kohärenter Detektion . Dabei wird das Nutzsignal E S (t) am Ende der Strecke mit einem idealerweise monochromatischen Laser (LO: Lokaloszillator) E LO (t) annähernd der gleichen Wellenlänge mit Hilfe eines 2 x 2-Bauelements überlagert (Bild 6.36). E s (t) E LO (t) E 1 (t) E 2 (t) PD LO 2x2 Bild 6.36: Kohärente Signalmischung So kann nicht nur die Amplitude, sondern auch die Phasendifferenz und die Frequenzdifferenz ermittelt werden (E 1 (t), E 2 (t)). Der kohärente Heterodyn-Empfänger (PD: Photodiode) ermöglicht in Verbindung mit leistungsfähiger digitaler Signalverarbeitung im Empfänger eine elektronische Kompensation von chromatischer und Polarisationsmodendispersion. Bei DP-QPSK (112 Gbit/ s) werden zwei orthogonale Polarisationszustände übertragen und detektiert. Im Empfänger wird das Signal auf vier Kanäle á 28 Gbit/ s aufgeteilt. 40 Gbit/ sbzw. 100 Gbit/ s-Übertragung wird sowohl inkohärent als auch kohärent realisiert. Die Elektronik hat bei 100 Gbit/ s ihre Grenzen erreicht. Kohärente Systeme sind wesentlich robuster gegenüber Polarisationsmodendispersion und chromatischer Dispersion. Jedoch wird das Signal empfindlicher gegenüber nichtlinearem Phasenrauschen und Verzerrungen. Die Anforderungen an das optische Signal-zu-Rausch-Verhältnis steigen. Eine weiterentwickelte Vorwärtskorrektur (SD-FEC) ermöglicht ≥ 3 dB Gewinn gegenüber herkömmlicher Vorwärtskorrektur. Große Streckenlängen werden durch den Einsatz von Ramanverstärkern (Abschnitt 6.2.5.5) möglich. Elektronik und Photonik werden sehr komplex. Bild 6.36: Kohärente Signalmischung So kann nicht nur die Amplitude, sondern auch die Phasendifferenz und die Frequenz‐ differenz ermittelt werden (E 1 (t), E 2 (t)). Der kohärente Heterodyn-Empfänger (PD: Photodiode) ermöglicht in Verbindung mit leistungsfähiger digitaler Signalverarbei‐ tung im Empfänger eine elektronische Kompensation von chromatischer und Polarisationsmodendispersion. Bei DP-QPSK (112 Gbit/ s) werden zwei orthogonale Polarisationszustände übertragen und detektiert. Im Empfänger wird das Signal auf vier Kanäle á 28 Gbit/ s aufgeteilt. 40 Gbit/ sbzw. 100 Gbit/ s-Übertragung wird sowohl inkohärent als auch kohärent realisiert. Die Elektronik hat bei 100 Gbit/ s ihre Grenzen erreicht. Kohärente Systeme sind wesentlich robuster gegenüber Polarisationsmodendispersion und chromatischer Dispersion. Jedoch wird das Signal empfindlicher gegenüber nicht‐ linearem Phasenrauschen und Verzerrungen. Die Anforderungen an das optische Signal-zu-Rausch-Verhältnis steigen. Eine weiterentwickelte Vorwärtskorrektur (SD-FEC) ermöglicht ≥ 3 dB Gewinn ge‐ genüber herkömmlicher Vorwärtskorrektur. Große Streckenlängen werden durch den Einsatz von Ramanverstärkern (Abschnitt 6.2.5.5) möglich. Elektronik und Photonik werden sehr komplex. 6.8 Datenraten größer als 100 Gbit/ s Netzbetreiber nehmen 200 Gbit/ s, 400 Gbit/ s, 800 Gbit/ s im Kernnetz in Angriff. Das erfordert höherwertige Modulationsverfahren sowie kohärente Detektion. Tabelle 6.6 zeigt Beispiele für höherwertige Modulationsverfahren. 248 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="250"?> Gbit/ s Modula‐ tion Zu‐ stände bit/ s je Symbol Gbaud Raster in GHz SE in (bit/ s) / Hz OSNR min in dB 112 DP-QPSK 4 = 2 2 2 x 2 = 4 28 50 2 12,6 224 DP-16QAM 16 = 2 4 4 x 2 = 8 28 50 4 17,4 448 DP-QPSK 4 = 2 2 2 x 2 = 4 112 200 2 18,6 448 DP-16QAM 16 = 2 4 4 x 2 = 8 56 100 4 22,4 448 DP-64QAM 64 = 2 6 6 x 2 = 12 37 75 5,3 26,6 448 DP-256QAM 256 = 2 8 8 x 2 = 16 28 50 8 31,9 Tab. 6.6: Vergleich der Parameter verschiedener Modulationsverfahren (Quelle: nach Fujitsu) Aus der Tabelle ist ersichtlich: ■ 1. Spalte: Realisierte Datenrate inklusive Vorwärtsfehlerkorrektur. ■ 2. Spalte: Alle Modulationsverfahren mit Polarisationsmultiplex: (blau gekenn‐ zeichnet). ■ 3. Spalte: Anzahl der unterschiedlichen Amplituden-Phasen-Zustände; im Expo‐ nent Anzahl der bit/ s je Symbol (rot gekennzeichnet). ■ 4. Spalte: Anzahl der bit/ s je Symbol unter Berücksichtigung von Polarisations‐ multiplex (Verdopplung). ■ 5. Spalte: Die Baudrate ergibt sich aus der Bitrate (Spalte 1) dividiert durch die Anzahl der bit/ s je Symbol (Spalte 4). Die Baudrate ist für die Dispersionseffekte maßgebend. ■ 6. Spalte: Frequenzraster, Kanalabstand. ■ 7. Spalte: Die spektrale Effektivität (SE) ergibt sich aus der Bitrate (Spalte 1), ohne Vorwärtsfehlerkorrektur (anstelle 112 Gbit/ s => 100 Gbit/ s,…) dividiert durch den Kanalabstand (Spalte 6). ■ 8. Spalte: Mindestens erforderliches optisches Signal-zu-Rausch-Verhältnis. Je mehr Zustände codiert werden, umso weniger optische Leistung ist je Helligkeits‐ stufe ist verfügbar. Der Einfluss des Rauschens wird stärker. 6.9 Zusammenfassung und Ausblick Oberhalb 100 Gbit/ s versagt die Elektronik. Höhere Datenraten sind möglich durch Modulation mit mehreren Amplituden- und Phasen-Zuständen, durch Polarisations‐ multiplex und kohärente Empfänger. Derzeit werden 200 Gbit/ s-, 400 Gbit/ s- und 800 Gbit/ s-DWDM-Systeme entwickelt, getestet und in die Netze integriert. Hohe Datenraten sind interessant im Weitverkehr (kohärente Übertragung über lange Strecken) aber auch für die Kurzstreckenübertragung in den Rechenzentren. 249 6.9 Zusammenfassung und Ausblick <?page no="251"?> Bild 6.37 zeigt die Modulationsformate in Abhängigkeit von der Symbolrate. Eine höhere Symbolrate bewirkt eine schwache Verringerung des optischen Si‐ gnal-zu-Rausch-Verhältnisses: große Streckenlängen sind möglich. Höherwertige Modulationsverfahren (höhere spektrale Effektivität) bewirken eine starke Verringerung des optischen Signal-zu-Rausch-Verhältnisses (Streckenlängen begrenzt). Streckenlängen und realisierbare Datenraten findet man im Diagramm. Durch Weiterentwicklung der Übertragungsverfahren kann man heute 800 Gbit/ s über große Streckenlängen zu übertragen. Dabei wird mit 64QAM moduliert und kohärent detektiert. 216 Bild 6.37 zeigt die Modulationsformate in Abhängigkeit von der Symbolrate. Eine höhere Symbolrate bewirkt eine schwache Verringerung des optischen Signal-zu- Rausch-Verhältnisses: große Streckenlängen sind möglich. Höherwertige Modulationsverfahren (höhere spektrale Effektivität) bewirken eine starke Verringerung des optischen Signal-zu-Rausch-Verhältnisses (Streckenlängen begrenzt). Streckenlängen und realisierbare Datenraten findet man im Diagramm. Durch Weiterentwicklung der Übertragungsverfahren kann man heute 800 Gbit/ s über große Streckenlängen zu übertragen. Dabei wird mit 64QAM moduliert und kohärent detektiert. 2000 km 100 km 2000 km 500 km 800 km 300 km 80 km 100 km QPSK 8QAM 16QAM 32QAM 64QAM 100 Gbit/ s 200 Gbit/ s 400 Gbit/ s 600 Gbit/ s 500 Gbit/ s Zugangsnetze Metronetze Weitverkehr Bild 6.37: Streckenlängen und Datenraten in Abhängigkeit vom Modulationsformat und der Symbolrate (nach: Fibre Systems Winter 2018, Seite 13) Durch PCS ( Probabilistic Constellation Shaping ) wird eine weitere Erhöhung der spektralen Effektivität möglich. Während bei herkömmlichen Modulationstechniken alle Konstellationspunkte mit der gleichen Häufigkeit angesteuert werden, erfolgt bei PCS die Ansteuerung der Punkte mit hoher Amplitude seltener. Die Datenübertragung wird weniger anfällig für Rauschen und andere Störquellen. Im Jahr 2020 wurden 800 Gbit/ s über folgende Streckenlängen übertragen:  Demo mit Corning-TXF-Faser G.654.E: 800 km  North American Network: 950 km  Windstream, U.S., G.652-Faser: 730 km  Verizon, U.S., G.655 LEAF: 667 km. Bild 6.37: Streckenlängen und Datenraten in Abhängigkeit vom Modulationsformat und der Symbolrate (nach: Fibre Systems Winter 2018, Seite 13) Durch PCS (Probabilistic Constellation Shaping) wird eine weitere Erhöhung der spektralen Effektivität möglich. Während bei herkömmlichen Modulationstechniken alle Konstellationspunkte mit der gleichen Häufigkeit angesteuert werden, erfolgt bei PCS die Ansteuerung der Punkte mit hoher Amplitude seltener. Die Datenübertragung wird weniger anfällig für Rauschen und andere Störquellen. Im Jahr 2020 wurden 800 Gbit/ s über folgende Streckenlängen übertragen: ■ Demo mit Corning-TXF-Faser G.654.E: 800 km ■ North American Network: 950 km ■ Windstream, U.S., G.652-Faser: 730 km ■ Verizon, U.S., G.655 LEAF: 667 km. 250 6 Trends der optischen Nachrichtenübertragung <?page no="252"?> 7 Anhang 7.1 Abkürzungen Siehe auch Abschnitt 7.2. 10 GbE 10 Gigabit-Ethernet 10GE-PON 10 Gbit/ s-Ethernet-PON 40 GbE 40 Gigabit-Ethernet 100 GbE 100 Gigabit-Ethernet AES Advanced Encryption Standard AWG Arrayed Waveguide Grating AON Active Optical Network: aktives optisches Netz APC Angled Physical Contact: physischer Kontakt mit Schrägschliff APD Avalanche-Photodiode ASE Amplified Spontaneous Emission: spontane Emission im optischen Ver‐ stärker BA Booster Amplifier: Endverstärker BER Bit Error Rate: Bitfehlerrate, Bitfehlerhäufigkeit BI bend-insensitive: biegeunempfindlich BiDi bidirektional BIF Bend Insensitive Fiber: biegeunempfindlicher LWL BPON Breitband-PON BPSK Binary Phase-Shift Keying BW Bandwidth: Bandbreite CATV Kabel-TV C-Band konventionelles Übertragungsband (1530 nm bis 1565 nm) C & C Crimp & Cleave CO Central Office: Vermittlungsstelle CPE Customer Premises Equipment: Endkundengerät CSFP Compact SFP CSRZ Carrier-Suppressed Return-to-Zero CWDM Coarse Wavelength Division Multiplex: Grobes Wellenlängenmultiplex DB Duobinary DBR Distributed Bragg Reflector DCF Dispersion Compensating Fiber: dispersionskompensierende Faser DCM dispersionskompensierendes Modul DFB Distributed Feedback DGD Differential Group Delay: Differenzgruppenlaufzeit <?page no="253"?> DMUX Demultiplexer DP Dual Polarization: zwei Polarisationen DPSK Differential Phase-Shift Keying DQPSK Differential Quadratur Phase Shift Keying DS Downstream: flussabwärts DSF Dispersion-shifted fiber: dispersionsverschobener Lichtwellenleiter DT Dispersionstoleranz DWDM Dense Wavelength Division Multiplex: Dichtes Wellenlängenmultiplex EDFA Erbium Doped Fiber Amplifier: erbiumdotierter Faserverstärker EF Encircled Flux: eingeschlossener Strahlungsfluss EMB effektive modale Bandbreite EMD Equilibrium Mode Distribution: Modengleichgewichtsverteilung EP2P Ethernet-Point-to-Point: Ethernet-Punkt-zu-Punkt EPON Ethernet-PON FBG Faser-Bragg-Gitter FC Fibre Connector: Faserstecker FDM Frequency Division Multiplex: Frequenzmultiplex FEC Forward Error Correction: Vorwärtsfehlerkorrektur FP Fabry-Perot FSAN Full Service Access Network FTTA Fiber-to-the-Antenna: Faser bis zur Antenne FTTB Fiber-to-the-Building: Faser bis zum Gebäude FTTC Fiber-to-the-Curb: Faser bis zum Bordstein FTTDp Fiber-to-the-Distribution-Point: Faser bis zum Verteilpunkt FTTH Fiber-to-the-Home: Faser bis ins Haus FTTN Fiber-to-the-Node FTTx Fiber-to-the-x, wobei x = B, C, H, N,… GBIC Gigabit Interface Converter (Transceiver) GbE Gigabit-Ethernet Ge Germanium GE-PON Gigabit Ethernet Passive Optical Network Gf-AP Glasfaser-Abschlusspunkt Gf-GV Glasfaser-Gebäudeverteiler Gf-NV Glasfaser-Netzverteiler Gf-TA Glasfaser-Teilnehmerabschlussdose GGL gewinngeführter Laser G-PCF PCF mit Gradientenprofil GPON Gigabit-PON GS Gain Shifted GRIN Gradientenindex HCS Hard Clad Silica (Markenname für PCF) HD High Definition 252 7 Anhang <?page no="254"?> HDP Home Demarcation Point: Übergabepunkt in der Wohnung HDTV High Definition TV HFC Hybrid Fiber Coax: Mischung aus LWL- und koaxialer Infrastruktur HRL High Return Loss: hohe Rückflussdämpfung HWB Halbwertsbreite HÜP Hausübergabepunkt IEC International Electrotechnical Commission IEEE Institut of Electrical and Electronic Engineers IGL indexgeführter Laser IL Insertion Loss: Einfügedämpfung InGaAs Indium-Gallium-Arsenid InGaAsP Indium-Gallium-Arsenid-Phosphit IOC Integrated Optic Circuit: integriert-optische Schaltung IOEC Integrated Optoelectronic Circuit: integrierte optoelektronische Schal‐ tung IoT Internet of Things: Internet der Dinge IP Internetprotokoll IPA Isopropyl-Alkohol IPTV TV über Internet-Protokoll ISDN Integrated Services Digital Network ITU International Telecommunication Union ITU-T ITU Telecommunications Standardization Sector K-LWL Kunststoff-Lichtwellenleiter KVz Kabelverzweiger LA Line Amplifier: Leitungsverstärker LAN Local Area Network: lokales Netz L-Band erweitertes Übertragungsband (1565 nm bis 1625 nm) LD Laserdiode LDV Link Design Value: PMD-Konstruktionswert LEAF Large Effective Area Fiber LED Light Emitting Diode: Lumineszenzdiode LFD Life Fiber Detector: Fasererkennungsgerät LO Lokaloszillator LSA Least Square Averaging: Anpassung nach der Methode der kleinsten Quadrate LWL Lichtwellenleiter LWP Low Water Peak: geringer Wasserpeak MEMS Micro-Electro-Mechanical System MFD Modenfelddurchmesser MGBIC miniaturisierter GBIC MM Multimode MMF Multimodefaser 253 7.1 Abkürzungen <?page no="255"?> MSA Multi-Source Agreement MUX Multiplexer MZ Mach-Zehnder NE3 Netzebene 3: Zugangsnetz NE4 Netzebene 4: Inhouse-Netz NE5 Netzebene 5: Wohnungsnetz NG Next Generation: nächste Generation NG-PON passives optisches Netz der nächsten Generation NRZ Non-Return-to-Zero NZDSF Non-Zero Dispersion Shifted Fiber OADM Optischer Add-Drop-Multiplexer OAR Optical Amplified Receiver: Verstärker, integriert im Empfänger OAT Optical Amplified Transmitter: Verstärker, integriert im Sender OBS Optical Beam Shaping: optische Strahlanpassung OBO On Board Optics: optische Signalführung bis zur Leiterplatte OFA Optical Fiber Amplified (optischer Faserverstärker) OFL Overfilled Launch: überfüllte Anregung OLT Optical Line Terminal/ Termination: optischer Leitungsabschluss OLTS Optical Loss Test Set: optisches Dämpfungsmessgerät OM Optical Mode: Kategorie zur Klassifizierung von Multimode-LWL ONT Optical Network Termination: optischer Netzabschluss; Glasfaserm‐ odem ONU Optical Network Unit: optische Netzeinheit OOK On-Off-Keying: Trägersignal wird ein- und ausgeschaltet OPM Optical Power Meter: optischer Leistungsmesser ORL Optical Return Loss: optische Rückflussdämpfung OSA optischer Spektralanalysator OSFP Octal Small Form Factor Pluggable OSNR Optical Signal-to-Noise Ratio: optisches Signal-zu-Rausch-Verhältnis OTDR Optical Time Domain Reflectometer: optisches Rückstreumessgerät OWG Optical Waveguide P2MP Point-to-Multi-Point: Punkt-zu-Multi-Punkt P2P Point-to-Point: Punkt-zu-Punkt PA Pre-Amplifier: Vorverstärker PAM-4 4-Pegel-Impuls-Amplitudenmodulation PC Physical Contact: physischer Kontakt (Berührung) PCD Polarization Chromatic Dispersion PCF Polymer Cladding Fiber PCS Probabilistic Constellation Shaping PD Photodiode PDFA Praseodymiumdotierter Faserverstärker PIN Positive-Insulator-Negative (Detector): Typ einer Photodiode 254 7 Anhang <?page no="256"?> PLC Planar Lightwave (or Lightguide) Circuit: planare Lichtwellenleiter‐ struktur PM polarization-maintained: polarisationserhaltend PMD Polarization Mode Dispersion: Polarisationsmodendispersion PMF Polarization Maintained Fiber: polarisationserhaltende Faser PMMA Polymethylmethacrylat: Material des Kunststoff-LWL POF Plastic/ Polymer Optical Fiber: Kunststoff-Lichtwellenleiter PON Passive Optical Network: passives optisches Netz PSK Phase Shift Keying PSP Principal States of Polarization: orthogonale Hauptzustände der Polari‐ sation QAM Quadratur Amplitude Modulation QPSK Quadratur Phase Shift Keying QSFP Quad Small Form Factor Pluggable RFoG Radio frequency over Glas ROI Return on Invest: Refinanzierungszeit RZ Return-to-Zero SAN Storage Area Network: Speichernetz SDH Synchrone Digitale Hierarchie SDM Space Division Multiplex: Raummultiplex SFF Small Form Factor SFP Small Form Pluggable Transceiver Si Silizium SM Singlemode SMF Singlemodefaser SNR Signal-to-Noise Ratio: Signal-zu-Rausch-Verhältnis STM Synchronous Transport Module: synchrones Transportmodul SWDM Short Wavelength Division Multiplex TDFA Thuliumdotierter Faserverstärker TDM Time-Division Multiplexing: Zeitmultiplex TDMA Time-Division Multiple Access TFF Thin-film Filter: Dünnschichtfilter TWDM-PON Time and Wavelength Division Multiplexed Passive Optical Network UHD Ultra High Definition UMD Uniform Mode Distribution: Modengleichverteilung UPC Ultra-Polished Connector US Upstream UV ultraviolett VCSEL Vertical Cavity Surface Emitting Laser: oberflächenemittierender Laser VDS Video Distribution Service: Videoverteildienst 255 7.1 Abkürzungen <?page no="257"?> VDSL Very High-Bit Rate Digital Subscriber Line VFL Visual Fault Locator: Rotlichtsender zur Fehlersuche in Fasern VoD Video-on-Demand: Filme auf Abruf VoIP Voice over Internet Protocol WAN Wide Area Network WBMMF Wideband Multimode Fiber WDM Wavelength Division Multiplex: Wellenlängenmultiplex WDM Wavelength Division Multiplexer: wellenlängenselektives Bauelement WDM-PON passives optisches Netz mit Wellenlängenmultiplex-Übertragung WÜP Wohnungsübergabepunkt XG-PON 10 Gbit/ s-PON XGS-PON 10 Gbit/ s-PON; Datenraten symmetrisch ZWP Zero-Water-Peak: Lichtwellenleiter mit reduziertem Wasserpeak 7.2 Formelzeichen und Maßeinheiten a Dämpfung a Jahr a bidirektional gemittelte Dämpfung bei der Rückstreumessung a 12 , a 21 Stufen im Rückstreudiagramm a R Reflexionsdämpfung a Res Systemreserve a S Rückstreudämpfung a Spleiß Spleißdämpfung a Stecker Steckerdämpfung a St Streckendämpfung a zul max maximal zulässige Streckendämpfung a er f min mindestens erforderliche Streckendämpfung Δa Differenz der Dämpfungen in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung A eff wirksamer Querschnitt des Lichtwellenleiters; effektive Fläche ANG Schielwinkel B Bandbreite BLP Bandbreite-Längen-Produkt c Lichtgeschwindigkeit im Vakuum d radialer Versatz d K Kerndurchmesser d M Manteldurchmesser 256 7 Anhang <?page no="258"?> D Dynamik des Empfängers in Dezibel D CD Koeffizient der chromatischen Dispersion D MAT Koeffizient der Materialdispersion D WEL Koeffizient der Wellenleiterdispersion dB Dezibel dBm Pegel; logarithmisches Leistungsmaß, bezogen auf 1 mW dB/ km Maßeinheit für den Dämpfungskoeffizient; Dämpfungsbelag DT Dispersionstoleranz E L Energie des Leitungsbandes E g Bandabstand E V Energie des Valenzbandes EMB effektive modale Bandbreite, Laserbandbreite f Frequenz Δf Frequenzbereich F Kraft FEC Foward Error Correction: Vorwärtsfehlerkorrektur FIT Failure in Time: erwartete Anzahl der Ausfälle während 10 9 Stunden Betriebsdauer; Maßeinheit für die Fehlerrate FWHM Full Width at Half Maximum: Halbwertsbreite der Nahfeldintensität g Profilexponent beim Gradientenprofil-LWL Gbaud Maßeinheit für die Symbolrate Gbit/ s Maßeinheit für die Datenrate = 10 9 bit/ s GHz Maßeinheit für die Bandbreite = 10 9 Hz GPa Gigapascal = 1 GN/ m² = 1000 N/ mm² h Plancksches Wirkungsquantum Hz Hertz k Kelvin kbit/ s Maßeinheit für die Datenrate = 10 3 bit/ s km Kilometer KPSI Kilopound force per Square Inch I ph Photostrom I S Schwellstrom L LWL-Länge, Streckenlänge L Pegel in dBm L Rmax Sättigungspegel des Empfängers in dBm L Rmin Empfängerempfindlichkeit in dBm L Tmax maximal eingekoppelter Pegel in dBm 257 7.2 Formelzeichen und Maßeinheiten <?page no="259"?> L Tmin minimal eingekoppelter Pegel in dBm m Weibullexponent Mbit/ s Maßeinheit für die Datenrate = 10 6 Bit/ s MHz Maßeinheit für die Bandbreite = 10 6 Hz ms Millisekunden mW Milliwatt n Brechzahl n Spannungskorrosionsempfindlichkeit n 0 Brechzahl außerhalb des Lichtwellenleiters n 1 Brechzahl des LWL-Kerns n 2 Brechzahl des LWL-Mantels n gr Gruppenbrechzahl n ph Phasenbrechzahl N Newton NA numerische Apertur nm Nanometer OFF Konzentrizität P 0 einfallende Leistung in mW P opt optische Leistung in mW P Rmax maximale Leistung, die Empfänger verarbeiten kann (Sättigungsleis‐ tung) P Rmin minimale Leistung, die Empfänger benötigt (Empfängerempfindlichkeit) P Tmax maximale Leistung, die der Sender in die Faser koppelt P Tmin minimale Leistung, die der Sender in die Faser koppelt Pa Pascal PMD 1 PMD-Koeffizient 1. Ordnung PMD Q PMD Link Design Value: PMD-Konstruktionswert (lange Strecke) ps Pikosekunde ps/ km Maßeinheit für den PMD-Koeffizient bei starker Modenkopplung q Ladung des Elektrons r Radius r K Kernradius R Reflexion R Bitrate, Datenrate s axialer Versatz S(λ) spektrale Empfindlichkeit S 0 Anstieg des Koeffizienten der chromatischen Dispersion bei der Nulldi‐ spersionswellenlänge λ 0 258 7 Anhang <?page no="260"?> Si Silizium t Zeit T bit Dauer des digitalen Impulses, Bitlänge Tbit/ s Maßeinheit für die Datenrate = 10 12 bit/ s v Ausbreitungsgeschwindigkeit in einem Medium v gr Gruppengeschwindigkeit v ph Phasengeschwindigkeit V normierte Frequenz V C normierte Grenzfrequenz w 0 Modenfeldradius W Watt W Ph äquivalente Photonenenergie α Dämpfungskoeffizient α linearer Temperaturausdehnungskoeffizient α 1 Einfallswinkel α 2 Reflexionswinkel α Res Dämpfungskoeffizient der Systemreserve Δ relative Brechzahl ε 0 Dielektrizitätskonstante γ Winkelfehler η Quantenwirkungsgrad η Koppelwirkungsgrad η Viskosität λ Wellenlänge λ 0 Nulldispersionswellenlänge λ C Grenzwellenlänge des Lichtwellenleiters λ g Grenzwellenlänge der Empfängerdiode ∆λ Linienabstand µs Mikrosekunde ⊖ Einfallswinkel auf die LWL-Stirnfläche σ Festigkeit σ p Faserspannung beim Durchlauftest σ th theoretische Festigkeit 〈∆τ⟩ PMD-Wert, mittlere Differenzgruppenlaufzeit 7.3 Fachbegriffe Ablageverfahren: Verfahren zur Reduktion des Koppelverlustes einer Steckverbindung durch Ablegen der Kern-Mantel-Exzentrizitäten in einem Sektor. 259 7.3 Fachbegriffe <?page no="261"?> Absorption (Absorption): Schwächung von Strahlung beim Durchgang durch Materie infolge Wandlung in andere Energieformen, beispielsweise in Wärmeenergie. Bei Photodioden ist die Absorption der Vorgang, bei dem ein eintreffendes Photon vernichtet und mit seiner Energie ein Elektron vom Valenzband in das Leitungsband angehoben wird. Akzeptanzwinkel (Acceptance Angle): Größtmöglicher Winkel, unter dem das Licht im Bereich des LWL-Kerns auf die Stirnfläche einfallen kann, so dass es noch im LWL-Kern geführt wird. Arrayed Waveguide Grating: Multiplexer/ Demultiplexer, geeignet für hohe Kanalanzahl und geringen Kanalabstand. Auflösungsvermögen (Resolution): Erforderlicher Abstand zwischen zwei Ereignissen, damit das Rückstreumessgerät das zweite Ereignis noch exakt erkennen kann. Avalanche-Photodiode (Avalanche Photodiode): siehe Lawinenphotodiode. Bandabstand (Band Gap): Energetischer Abstand zwischen Valenzband und Leitungsband eines Halbleiters. Der Bandabstand ist maßgebend für die Betriebswellenlänge des Senders. Bandbreite (Bandwidth): Die Frequenz, bei welcher die Lichtleistung (Intensität) auf die Hälfte seines Wertes im Vergleich zur Frequenz Null abgefallen ist. Bandbreite-Längen-Produkt (Bandwidth Length Product): Die Bandbreite des Lichtwellenleiters ist bei vernachlässigbaren Modenmischungs- und -wandlungsprozessen annähernd umge‐ kehrt proportional zu seiner Länge. Somit ist das Produkt von Bandbreite und Länge annähernd konstant. Das Bandbreite-Längen-Produkt ist ein wichtiger Parameter zur Cha‐ rakterisierung der Übertragungseigenschaften von Multimode-LWL bei Anregung mit einer Lumineszenzdiode. Beschichtung (Primary Coating): Ist das bei der Herstellung des Lichtwellenleiters im direkten Kontakt mit der Glasoberfläche aufgebrachte Schichtsystem. Besteht meist aus Acrylat oder Silikon. Typischer Durchmesser bei Telekommunikationsfasern: ca. 250 µm, neuerdings auch 200 µm oder 180 µm. Innen: weiche Schicht. Gewährleistet Unempfindlichkeit gegenüber Mikrobiegungen, geringe Dämpfungskoeffizienten, gutes Absetzverhalten. Außen: harte Schicht. Schützt innere Schicht und das Glas vor mechanischen Beschädigungen (Abriebfes‐ tigkeit, Durchstoßfestigkeit). Biegeradius (Bend Radius): Zwei unterschiedliche Definitionen: Minimaler Biegeradius, um den eine Faser gebogen werden kann, ohne zu brechen. Minimaler Biegeradius, um den eine Faser gebogen werden kann, ohne einen bestimmten festgelegten Dämpfungswert zu überschreiten. Biegeverlust (Bend Loss): Zusätzliche Dämpfung, die durch Faserbiegung entsteht. Ein erhöhter Biegeverlust kann durch Kabelherstellung (Mikrobiegungen) oder schlechte Faserführung (Makrobiegungen) verursacht werden. 260 7 Anhang <?page no="262"?> Bit (Bit): Grundeinheit für die Information in digitalen Übertragungssystemen. Das Bit ist gleichbedeutend mit der Entscheidung zwischen zwei Zuständen 1 bzw. 0. Bits werden durch Impulse dargestellt. Eine Gruppe von acht Bits entspricht einem Byte. Bitfehlerrate (Bit Error Rate): Das Verhältnis der Anzahl der bei digitaler Signalübertragung in einem längeren Zeitraum im Mittel auftretenden Bitfehler zu der in diesem Zeitraum übertragenen Anzahl von Bits. Die Bitfehlerrate ist eine systemspezifische Kennzahl der Fehlerwahrscheinlichkeit. Die Standardforderung lautet BER < 10 -10 . In modernen Systemen fordert man BER < 10 -12 . Mittels Fehlerkorrekturverfahren (FEC) kann die Bitfehlerrate reduziert werden. Brechung (Refraction): Richtungsänderung, die ein Strahl (eine Welle) erfährt, wenn er (sie) aus einem Medium in ein anderes übertritt und sich die Brechzahlen in den beiden Medien unterscheiden. Brechungsgesetz (Snell’s Law): Beschreibt den Zusammenhang zwischen Eintritts- und Austritts‐ winkel bei der Brechung. Brechzahl, Brechungsindex (Refractive Index, Index of Refraction): Verhältnis von Vakuum-Licht‐ geschwindigkeit zur Ausbreitungsgeschwindigkeit in dem betreffenden Medium. Die Brech‐ zahl hängt vom Material und der Wellenlänge ab. Brechzahldifferenz (Refractive Index Difference): Unterschied zwischen der größten im Kern eines Lichtwellenleiters auftretenden Brechzahl und der Brechzahl im Mantel. Die Brechzahldiffe‐ renz ist maßgebend für die Größe der numerischen Apertur des Lichtwellenleiters. Brechzahlprofil (Refractive Index Profile): Verlauf der Brechzahl über der Querschnittsfläche des LWL-Kerns. Chromatische Dispersion (Chromatic Dispersion): Impulsverbreiterung im Lichtwellenleiter, die durch unterschiedliche Geschwindigkeiten der einzelnen Wellenlängenanteile des Lichtsig‐ nals hervorgerufen wird. Ist die im Singlemode-LWL dominierende Dispersionsart und setzt sich aus Material- und Wellenleiterdispersion zusammen. Crimp&Cleave (C & C): Verfahren zur einfachen Konfektionierung von Steckverbinder an PCF-Lichtwellenleiter durch Anritzen und Brechen des Glases (Spiegelbruch). Dämpfung (Attenuation): Verminderung der optischen Leistung im Lichtwellenleiter durch Streuung, Absorption bzw. Modenwandlung oder an einer Koppelstelle (Stecker, Spleiß). Die Dämpfung ist eine dimensionslose Größe und wird meist in Dezibel angegeben. Dämpfungsbegrenzung (Attenuation-Limited Operation): Begrenzung der überbrückbaren Über‐ tragungsstrecke durch Dämpfungseffekte. Dämpfungskoeffizient, Dämpfungsbelag (Attenuation Coefficient): Ist die auf die LWL-Länge bezogene Dämpfung. Der Dämpfungskoeffizient wird in dB/ km angegeben und ist ein wichtiger Parameter zur Charakterisierung des Lichtwellenleiters. 261 7.3 Fachbegriffe <?page no="263"?> Dämpfungstotzone: Minimaler Abstand hinter einem reflektierenden Ereignis, um die Dämpfung eines nachfolgenden Ereignisses messen zu können (OTDR-Messung). Datenrate: Übertragungsgeschwindigkeit eines Binärsignals. Demultiplexer: Passives optisches Bauelement, welches verlustarm viele Wellenlängen in ein‐ zelne Wellenlängenkanäle auftrennt. Kommt zum Einsatz bei Wellenlängenmultiplex mit dem Ziel die übertragene Bandbreite zu erhöhen. Dezibel (Decibel): Logarithmisches Leistungsverhältnis zweier Signale. DFB-Laser (Distributed Feedback Bragg Laser): Laserdiode mit einer sehr geringen spektralen Halbwertsbreite, bei der mittels einer periodischen Brechzahlstruktur auf dem Halbleiter‐ substrat nur ganz bestimmte Lichtwellenlängen reflektiert werden und eine einzige Reso‐ nanzwellenlänge verstärkt wird. Dichtes Wellenlängenmultiplex (Dense Wavelength Division Multiplex): Wellenlängenmultiplex‐ verfahren mit sehr geringem Kanalabstand (typischer Wert: ca. 0,8 nm oder ca. 0,4 nm). Dispersion (Dispersion): Streuung der Gruppenlaufzeit in einem Lichtwellenleiter. Infolge der Dispersion erfahren die Lichtimpulse eine zeitliche Verbreiterung und begrenzen dadurch die Datenrate bzw. die Streckenlänge. Dispersionsbegrenzung (Dispersion-Limited Operation): Begrenzung der realisierbaren Übertra‐ gungsstrecke durch Dispersionseffekte. Dispersionsverschobener Lichtwellenleiter (Dispersion-Shifted Fiber): Singlemode-LWL mit ver‐ schobenem Nulldurchgang des Koeffizienten der chromatischen Dispersion (G.653). Dieser Lichtwellenleiter hat bei 1550 nm sowohl eine minimale chromatische Dispersion als auch eine minimale Dämpfung. Doppelbrechung (Birefringence): Eigenschaft, wonach die effektive Ausbreitungsgeschwindigkeit der Lichtwelle in einem Medium von der Orientierung des elektrischen Feldes (State of Polarization) abhängt. Dotierung (Doping): Definiertes Hinzufügen von geringen Mengen eines anderen Stoffes in eine reine Substanz, um deren Eigenschaften zu verändern. So wird die erhöhte Brechzahl des LWL-Kerns durch Dotierung der Grundsubstanz (Siliziumdioxid) beispielsweise mit Germaniumdioxid erreicht. Dotierungsstoffe (Dopant): Material, mit dem die Brechzahl verändert werden kann. Dünnschichtfilter (Thin Film Filter): Version eines Multiplexer/ Demultiplexer, geeignet für geringe Kanalanzahl und relativ große Kanalabstände (minimal 0,8 nm). Einfügeverfahren (Insertion Loss Technique): Verfahren zur Dämpfungsmessung, bei der das Messobjekt in eine Referenzstrecke eingefügt wird. 262 7 Anhang <?page no="264"?> Eingeschlossener Strahlungsfluss (Encircled Flux): In DIN EN 61280-4-1 definierte Leistungsver‐ teilung über dem Kernquerschnitt, mit der der Multimode-LWL angeregt werden sollte, um eine reproduzierbare Dämpfungsmessung zu ermöglichen. Einmoden-LWL: siehe Singlemode-LWL. Elektrolumineszenz (Electroluminescence): Ist die direkte Umwandlung von elektrischer Energie in Licht. Elektromagnetische Welle (Electromagnetic Wave): Periodische Zustandsänderungen des elektro‐ magnetischen Feldes. Im Bereich optischer Frequenzen werden sie Lichtwellen genannt. Elektro-optischer Wandler (Emitter): Halbleiterbauelement, in dem ein eingeprägter elektrischer Strom eine Strahlung im sichtbaren oder nahen infraroten Bereich des Lichts erzeugt. Man unterscheidet Kanten- und Oberflächenemitter. Empfänger (Receiver): Baugruppe zum Umwandeln optischer Signale in elektrische. Sie besteht aus einer Empfangsdiode (PIN-Photodiode oder Lawinen-Photodiode) mit Koppelmöglichkeit an einen Lichtwellenleiter, einem rauscharmen Verstärker und elektronischen Schaltungen zur Signalaufbereitung. Empfängerempfindlichkeit, Grenzempfindlichkeit (Receiver Sensitivity): Die vom Empfänger für eine störungsarme Signalübertragung benötigte minimale Lichtleistung. Bei der digitalen Signalübertragung wird meist die Lichtleistung in mW oder der Pegel in dBm angegeben, mit der eine bestimmte Bitfehlerrate, beispielsweise 10 -10 , erreicht wird. Er + -Fasern: Lichtwellenleiter mit einem mit Erbium dotierten Kern für den Einsatz in optischen Verstärkern. Ereignistotzone: Minimaler Abstand zwischen zwei reflektierenden Ereignissen, um die beiden Ereignisse auflösen zu können (OTDR-Messung). Externer Modulator: Bauelement, welches das Licht des Lasers extern moduliert und damit die Linienverbreiterung durch Chirping reduziert. Faser (Fibre, Fiber): Aus dem englischen Sprachraum übernommene Bezeichnung für den runden Lichtwellenleiter. Faserbändchen (Ribbon Fiber): Verbund von mehreren Fasern mit Primärcoating, die über einen weiteren gemeinsamen Mantel zusammengehalten werden (ähnlich Flachbandkabel). Fasererkennungsgerät (Live Fiber Detector): Messhilfsmittel, das die beschichtete Faser oder Ader biegt und die austretende Leistung misst. So kann überprüft werden, ob die Faser beschaltet ist. Unerwünschte Signalunterbrechungen können vermieden werden. Faserexzentrizität: Abstand zwischen Ferrulenachse und Faserkernmitte im Steckverbinder. Faserhülle (Fibre Buffer): siehe Beschichtung. 263 7.3 Fachbegriffe <?page no="265"?> Faserverstärker (Fiber Amplifier): Nutzt einen Laser-ähnlichen Verstärkungseffekt in einer Faser, deren Kern zum Beispiel mit Erbium hoch dotiert und mit einer optischen Pumpleistung bestimmter Wellenlänge angeregt wird. Felddurchmesser: siehe Modenfelddurchmesser. Ferrule (Ferule): Führungsstift bei LWL-Steckverbindern, in dem der Lichtwellenleiter fixiert wird. Materialien der Ferrulen sind korrosionsstabil, abriebfest und lassen sich mit hoher Präzision bearbeiten. Heute kommen Keramik oder Hartmetall zum Einsatz. Kunststoffe sind nur für einfache Anwendungen geeignet. Fibercurl: Eigenbiegung der Faser. Fresnelreflexion (Fresnel Reflection): Reflexion durch einen Brechzahlsprung. Fresnelverluste (Fresnel Reflection Loss): Dämpfung durch Fresnelreflexion. Geisterreflexionen (Ghosts): Ereignisse im Rückstreudiagramm infolge von Mehrfachreflexionen auf der LWL-Strecke. Germaniumdioxid GeO 2 (Germanium Dioxide): Eine chemische Verbindung, die am häufigsten als Stoff zur Dotierung des Kerns benutzt wird. Gradientenfaser (Graded Index Optical Waveguide): Lichtwellenleiter mit Gradientenindexprofil. Gradientenindexprofil (Graded Index Profile): Brechzahlprofil eines Lichtwellenleiters, das über der Querschnittsfläche des LWL-Kerns parabelförmig von innen nach außen abnimmt. Grenzwellenlänge (Cut-off Wavelength): Zwei verschiedene Bedeutungen: Die kürzeste Wellen‐ länge, bei der die Grundmode des Lichtwellenleiters als einzige ausbreitungsfähig ist. Um den Einmodenbetrieb zu erzielen, muss die Wellenlänge des zu übertragenden Lichts größer als die Grenzwellenlänge sein. Wellenlänge, oberhalb der die Empfindlichkeit der Empfängerdiode abrupt abfällt. Grenzwinkel (Critical Angle): Der Einfallswinkel eines Lichtstrahles beim Übergang aus einem Stoff mit höherer Brechzahl in einen Stoff mit niedrigerer Brechzahl, wobei der Brechungs‐ winkel 90° ist. Der Grenzwinkel trennt den Bereich der total reflektierten Strahlen von dem Bereich der gebrochenen Strahlen, also den Bereich der im Lichtwellenleiter geführten Strahlen, von den nicht geführten Strahlen. Grobes Wellenlängenmultiplex (Coarse Wavelength Division Multiplex): Preiswertes Wellenlängenmultiplex-Verfahren mit einem Kanalabstand von 20 nm. Grundmode (Fundamental Mode): Mode niedrigster Ordnung in einem Lichtwellenleiter mit annähernd gaußförmiger Modenfeldverteilung. Gruppenbrechzahl (Group Index): Quotient aus Vakuumlichtgeschwindigkeit und Ausbreitungs‐ geschwindigkeit einer Wellengruppe (Gruppengeschwindigkeit) beispielsweise eines Licht‐ impulses in einem Medium. 264 7 Anhang <?page no="266"?> Gruppengeschwindigkeit (Group Velocity): Ausbreitungsgeschwindigkeit einer Wellengruppe, beispielsweise eines Lichtimpulses, die sich aus einzelnen Wellen unterschiedlicher Wellen‐ längen zusammensetzt. Hertz (Hertz): Maßeinheit für die Frequenz oder Bandbreite; entspricht einer Schwingung pro Sekunde. Immersion (Immersion): Flüssigkeit mit einer Brechzahl, die derjenigen des Lichtwellenleiter‐ kerns angepasst ist. Die Immersion ist geeignet, Reflexionen zu reduzieren. Infrarote Strahlung (Infrared Radiation): Bereich des Spektrums der elektromagnetischen Wellen von 0,78 µm bis 1000 µm (nahes Infrarot: 0,78 µm bis 3 µm, mittleres Infrarot: 3 µm bis 50 µm, fernes Infrarot: 50 µm bis 1000 µm). Die infrarote Strahlung ist unsichtbar für das menschliche Auge. Im nahen Infrarot liegen die Fenster der optischen Nachrichtentechnik (0,85 µm, 1,3 µm/ 1,31 µm, 1,55 µm, 1,625 µm/ 1,65 µm). Kern (Core): Zentraler Bereich eines Lichtwellenleiters, der zur Wellenführung dient. Kern-Mantel-Exzentrizität: Parameter bei Lichtwellenleitern, der aussagt, wieweit die Mitte des Faserkerns von der Mitte des Fasermantels abweicht. Kohärente Lichtquelle (Coherent Light Source): Lichtquelle, die kohärente Wellen aussendet, zum Beispiel die Laserdiode. Kohärenz (Coherence): Eigenschaft des Lichts, in unterschiedlichen Raum- und Zeitpunkten feste Phasen- und Amplitudenbeziehungen zu haben. Man unterscheidet räumliche und zeitliche Kohärenz. konfigurierbarer optischer Add/ Drop-Multiplexer: Optische Bauelement, welches in der Lage ist, in einem optischen Knoten bestimmte Wellenlängen flexibel ausbzw. einzukoppeln oder durchzulassen. Konzentrizität: Abstand der Kernmitten der beiden Fasern bei der optischen Verbindung. Im ungünstigsten Fall ergibt sich die Konzentrizität aus der Summe der beiden Faserexzentrizi‐ täten. Koppelverlust (Coupling Loss): Verlust, der bei der Verbindung zweier Lichtwellenleiter entsteht. Man unterscheidet zwischen faserbedingten (intrinsischen) Verlusten, die durch Faserpara‐ metertoleranzen entstehen, und mechanisch bedingten (extrinsischen) Verlusten, die durch die Qualität der Verbindungstechnik beeinflusst werden. Koppelwirkungsgrad (Coupling Efficienty): Ist das Verhältnis der optischen Leistung hinter einer Koppelstelle zur Leistung vor dieser Koppelstelle. Kunststoff-Lichtwellenleiter (Plastic Optical Fiber): Lichtwellenleiter bestehend aus einem Kunst‐ stoff-Kern und -Mantel mit vergleichsweise großem Kerndurchmesser und großer nume‐ rischer Apertur. Ist eine preiswerte Alternative zum Glas-LWL für Anwendungen mit geringeren Anforderungen bezüglich Streckenlänge und Bandbreite. 265 7.3 Fachbegriffe <?page no="267"?> Kurzes Wellenlängenmultiplex (Short Wavelength Division Multiplex): Wellenlängenmultiplex mit großem Kanalabstand, zum Beispiel 850 nm, 880 nm, 910 nm, 940 nm über OM5-Faser. Laserdiode (Laser Diode): Sendediode, die oberhalb eines Schwellstromes kohärentes Licht emittiert (stimulierte Emission). Lawinen-Photodiode: Empfangsbauelement, das auf dem Lawineneffekt basiert. Der Photostrom wird durch Trägermultiplikation verstärkt. Lichtwellenleiter (Optical Waveguide, Fibre, Fiber): Dielektrischer Wellenleiter, dessen Kern aus optisch transparentem Material geringer Dämpfung und dessen Mantel aus optisch transparentem Material mit niedrigerer Brechzahl als die des Kerns besteht. Er dient zur Übertragung von Signalen im optischen Bereich. Low-Water-Peak-Faser: Singlemode-LWL mit kleinen Dämpfungskoeffizienten über den gesam‐ ten Wellenlängenbereich von 1260 nm bis 1675 nm durch Reduktion der Wasserstoff-Peaks. Lumineszenzdiode (Light Emitting Diode, LED): Ein Halbleiterbauelement, das durch spontane Emission inkohärentes Licht aussendet. Makrobiegungen (Macrobending): Makroskopische axiale Abweichungen eines Lichtwellenlei‐ ters von einer geraden Linie beispielsweise beim Ablegen in der Spleißkassette. Mach-Zehnder-Modulator: Bauelement, welches eine externe Modulation und damit eine sehr geringe spektrale Halbwertsbreite des Lasers ermöglicht. Mantel (Cladding): Das gesamte optisch transparente Material eines Lichtwellenleiters außer dem Kern. Materialdispersion (Material Dispersion): Dispersion, die durch die Wellenlängenabhängigkeit der Brechzahl des Kernglases entsteht. Moden (Modes): Lösungen der Maxwellschen Gleichungen unter Berücksichtigung der Randbe‐ dingungen des Wellenleiters. Modendispersion (Modal Dispersion): Die durch Überlagerung von Moden mit verschiedener Laufzeit bei gleicher Wellenlänge hervorgerufene Dispersion in einem Lichtwellenleiter. Dominierende Dispersionsart im Multimode-LWL. Modenfelddurchmesser (Mode Field Diameter): Maß für die Breite der annähernd gaußförmigen Leistungsverteilung der Grundmode im Singlemode-LWL. Er ist der Abstand zwischen den Punkten, bei denen die Feldverteilung auf den Wert 1/ e ≈ 37 % gefallen ist. Da das Auge die Intensität des Lichts registriert, entspricht der Modenfelddurchmesser einem Intensitätsabfall bezüglich des Maximalwertes auf 1/ e² ≈ 13,5 %. Modengleichgewichtsverteilung (Equilibrium Mode Distribution): Energieverteilung im Multi‐ mode-LWL, die sich nach dem Durchlaufen einer hinreichenden Länge (Koppellänge) einstellt. Dabei tragen Moden höherer Ordnung eine vergleichsweise geringere Leistung als Moden niederer Ordnung. 266 7 Anhang <?page no="268"?> Modengleichverteilung (Uniform Mode Distribution): Im Gegensatz zur Modengleichgewichtsver‐ teilung ist die Leistung ist auf alle Moden gleich verteilt. Modulation (Modulation): Eine gezielte Veränderung eines Parameters (Amplitude, Phase oder Frequenz) eines harmonischen oder diskontinuierlichen (Impulsmodulation) Trägers, um damit eine Nachricht zu übertragen. Monitorpunkt: Punkt im optischen Netz, aus den eine kleiner Leistungsanteil (wenige Prozent) ausgekoppelt wird. Ermöglicht Messungen am Netz während des laufenden Betriebes, beispielsweise optische Spektralanalyse in DWDM-Netzen. Monomode-LWL: siehe Singlemode-LWL. Multimode-LWL (Multimode Fiber): Lichtwellenleiter, dessen Kerndurchmesser groß im Ver‐ gleich zur Wellenlänge des Lichts ist. In ihm können sich viele Moden ausbreiten. Multiplexer: Passives optisches Bauelement, welches verlustarm viele Wellenlängen zusammen‐ fügt. Kommt zum Einsatz bei Wellenlängenmultiplex mit dem Ziel die übertragene Bandbreite zu erhöhen. Nachlauf-LWL, Nachlauffaser: Hinter den zu messenden Lichtwellenleiter nachgeschalteter Lichtwellenleiter. Non-zero dispersion shifted Lichtwellenleiter (NZDS fiber): Lichtwellenleiter mit kleinem aber von Null verschiedenem Koeffizient der chromatischen Dispersion im Wellenlängenbereich des dritten optischen Fensters. Dieser Lichtwellenleiter verringert den Effekt der Vierwellenmi‐ schung in DWDM-Systemen im Vergleich zum dispersionsverschobenen Lichtwellenleiter. Normierte Frequenz (V-number): Dimensionsloser Parameter, der vom Kernradius, der numeri‐ schen Apertur und der Wellenlänge des Lichts abhängt. Durch die normierte Frequenz wird die Anzahl der geführten Moden festgelegt. Numerische Apertur (Numerical Aperture): Sinus des Akzeptanzwinkels eines Lichtwellenleiters. Die numerische Apertur hängt von der Brechzahl des Kerns und des Mantels ab. Wichtiger Faserparameter. Optische Achse (Optical Axis): Symmetrieachse eines optischen Systems. Optische Nachrichtentechnik (Optical Communication): Technik zur Übermittlung von Nachrich‐ ten mit Hilfe von Licht. Optische Polymerfaser: siehe Kunststoff-Lichtwellenleiter. Optischer Adapter: Am Messgerät auswechselbares Bauelement (Kupplung) zur Anpassung an den jeweiligen Steckertyp der zu messenden Faser. Optischer Isolator: Passives optisches Bauelement mit geringer Einfügedämpfung (wenige Zehn‐ tel Dezibel) in einer Richtung und hoher Einfügedämpfung in Gegenrichtung (mindestens 35 dB) (optische Diode). Dient der Unterdrückung zurück fließender Leistungen. 267 7.3 Fachbegriffe <?page no="269"?> Optischer Verstärker (Optical Amplifier): Bauelement, welches das optische Signal im Lichtwel‐ lenleiter direkt optisch verstärkt, ohne optisch-elektrisch-optische Wandlung. Im Gegensatz zum elektrischen Verstärker bewirkt der optische Verstärker nur eine Erhöhung des Signals. Die Impulsform wird nicht regeneriert und Jitter wird nicht unterdrückt. Der optische Verstärker ist in der Lage ein breites Wellenlängenband (C-Band oder L-Band) gleichzeitig zu verstärken. Optische Rückflussdämpfung (Optical Return Loss): Verhältnis der einfallenden zur zurück fließenden Lichtleistung, die sich aus reflektiertem und gestreutem Licht zusammensetzt. Die optische Rückflussdämpfung bezieht sich auf eine bestimmte Faserlänge und wird meist in Dezibel angegeben. Manchmal wird unter zurück fließender Lichtleistung nur das reflektierte Licht verstanden. Optischer Zirkulator: Nichtreziprokes Bauelement, welches eine Richtungstrennung von hin- und zurück fließendem Licht unter Nutzung von optischen Isolatoren ermöglicht. Optisches Dämpfungsglied: Bauelement, das eine Dämpfung in der Faser bewirkt, um beispiels‐ weise eine Übersteuerung des Empfängers zu vermeiden. Optische Dämpfungsglieder sind variabel oder fest und in Multimodesowie Singlemode-Technik verfügbar. Optisches Rückstreumessgerät (Optical Time Domain Reflectometer): Ein Messgerät, welches im Lichtwellenleiter zurück gestreutes und reflektiertes Licht misst und damit Aussagen über die Eigenschaften der installierten Strecke liefert. Das optische Rückstreumessgerät ermöglicht eine ortsaufgelöste Messung der Dämpfungskoeffizienten der Faserabschnitte, der Störstellen (Stecker, Spleiße, Unterbrechungen), deren Dämpfungen und Reflexionsdämpfungen. Optisches Übertragungssystem (Optical Transmission Systems): System, das in der optischen Nachrichtentechnik zur Übertragung von Nachrichten verwendet wird. Optoelektronischer Schaltkreis (Optoelectronic Integrated Circuit): Funktionsgruppe, die elektro‐ nische, optische und optoelektronische Bauelemente technologisch auf einem gemeinsamen Substrat (GaAs, InP) vereinigt. Pegel: Logarithmisches Maß für eine auf ein Milliwatt bezogene Leistung; Maßeinheit: dBm. Photodiode (Photodiode): Bauelement aus Halbleitermaterial, das Licht absorbiert und dabei frei werdende Ladungsträger als Photostrom einem äußeren Stromkreis zuführt. Man unter‐ scheidet PIN-Photodioden und Lawinen-Photodioden. Physischer Kontakt: Berührung der konvex geschliffenen Steckerstirnflächen im Steckverbinder. Dadurch Minimierung der Dämpfung und Reflexion. Alle Stecker, die in der Telekommuni‐ kation eingesetzt werden, sind konvex geschliffen. PIN-Photodiode: Empfangsdiode mit vorwiegender Absorption in einer Raumladungszone (i-Zone) innerhalb ihres pn-Überganges. Eine solche Diode hat einen hohen Quantenwir‐ kungsgrad, aber im Gegensatz zur Lawinen-Photodiode keine innere Stromverstärkung. 268 7 Anhang <?page no="270"?> Polarisation (Polarization): Eigenschaft einer transversalen Welle, bestimmte Schwingungszu‐ stände zu enthalten. Die Polarisation ist ein Beleg für den transversalen Charakter der elektromagnetischen Welle. Man unterscheidet linear polarisiertes Licht, partiell linear polarisiertes Licht, zirkular polarisiertes Licht und elliptisch polarisiertes Licht. Polarisationserhaltende Faser: Spezielle Faser mit innerer Doppelbrechung. Wird realisiert durch einen Faseraufbau, der von der Rotationssymmetrie abweicht (Panda, Bow-tie, Tiger,…). Bei Einkopplung von Licht mit der richtigen azimutalen Orientierung in diesen Lichtwellenlei‐ ter, bleibt der Polarisationszustand entlang der Faser erhalten. Normale Telekommunikati‐ ons-LWL mit ihrer regellosen Struktur können den Polarisationszustand nicht beibehalten. Polarisationsmodendispersion (Polarization Mode Dispersion): Dispersion durch Laufzeitunter‐ schiede der beiden orthogonal zueinander schwingenden Moden. Die Polarisationsmodendi‐ spersion tritt generell nur im Singlemode-LWL auf. Sie spielt erst bei hohen Datenraten eine Rolle. Potenzprofil (Power-Law Index Profile): Brechzahlprofil, dessen radialer Verlauf als Potenzfunk‐ tion des Radius beschrieben wird, zum Beispiel Parabelprofil. Prägeverfahren: Verfahren zur Reduktion des Koppelverlustes einer Steckverbindung durch aktive Kernzentrierung mit einem Prägestempel. Profildispersion (Profile Dispersion): Dispersion im Parabelprofil-LWL durch Abweichungen vom idealen Brechzahlprofil. Profilexponent (Profile Exponent): Parameter, mit dem bei Potenzprofilen die Form des Profils definiert wird. Für die Praxis besonders wichtig sind die Profilexponenten g ≈ 2 (Parabelpro‐ fil-LWL) und g ≈ ∞ (Stufenprofil-LWL). Quarzglas (Fused Silica Glass): Eine in amorpher Form glasig erstarrte Schmelze aus Siliziumdi‐ oxid (SiO 2 ). Basismaterial für den Glas-LWL. Rayleighstreuung (Rayleigh Scattering): Streuung, die durch Dichtefluktuationen (Inhomogeni‐ täten) im Lichtwellenleiter verursacht wird, deren Abmessungen kleiner als die Wellenlänge des Lichts sind. Die Rayleighstreuung bewirkt den Hauptanteil der Dämpfung des Lichtwel‐ lenleiters. Receptacle: Verbindungselement von aktivem optischen Bauelement (Transceiver) und LWL-Steckverbinder. Reflektometer-Verfahren (Backscattering Technique): Verfahren zur ortsaufgelösten Messung von Leistungsrückflüssen, siehe Optisches Rückstreumessgerät. Reflexion (Reflexion): Zurückwerfen von Strahlen (Wellen) an der Grenzfläche zwischen zwei Medien mit unterschiedlichen Brechzahlen, wobei der Einfallswinkel gleich dem Reflexions‐ winkel ist. 269 7.3 Fachbegriffe <?page no="271"?> Reflexionsdämpfung: Verhältnis aus einfallender Lichtleistung zur reflektierten Lichtleistung; meist Angabe in Dezibel. Sollte möglichst groß sein, da moderne Sender rückwirkungsemp‐ findlich sind. Regenerator (Optical-Electronic Regenerator): Zwischenverstärker in LWL-Strecken, der nach optoelektronischer Wandlung das Signal in der Zeitlage, in der Impulsform und der Ampli‐ tude regeneriert und wieder in ein optisches Signal umsetzt (3R-Regenerator: Retiming, Reshaping, Reamplification). Rotlichtquelle (Visual Fault Locator): Messhilfsmittel zur Fehlersuche, das rotes Licht mit hohem Wirkungsgrad in den Lichtwellenleiter einkoppelt. Rückflussdämpfung: siehe optische Rückflussdämpfung. Rückstreudämpfung: Verhältnis der einfallenden Lichtleistung zu der im Lichtwellenleiter gestreuten Lichtleistung, die in rückwärtiger Richtung ausbreitungsfähig ist; meist Angabe in Dezibel. Schielwinkel: Winkel zwischen Faserachse und optische Achse der Ferrule. Schrägschliffstecker: Stecker mit schräg geschliffener Stirnfläche zur Erhöhung der Reflexions‐ dämpfung. Meist meint man damit einen APCbzw. HRL-Stecker, der zusätzlich einen physischen Kontakt ermöglicht. Sender (Transmitter): Eine Baugruppe in der optischen Nachrichtentechnik zum Umwandeln elektrischer Signale in optische. Der Sender besteht aus einer Sendediode (Laserdiode oder Lumineszenzdiode), einem Verstärker sowie weiteren elektronischen Schaltungen. Bei Laser‐ dioden ist eine Monitorphotodiode mit Regelverstärker zum Überwachen und Stabilisieren der Ausgangsleistung erforderlich. Oft erfolgt mit einem Thermistor und einer Peltierkühlung eine Stabilisierung der Betriebstemperatur. Singlemode-LWL (Single-Mode Fiber): Lichtwellenleiter, in dem bei der Betriebswellenlänge nur eine einzige Mode, die Grundmode, ausbreitungsfähig ist. Spektrale Effektivität: Maß für die übertragene Datenrate pro Wellenlängenkanal beim Dichten Wellenlängenmultiplex bezogen auf den Kanalabstand in GHz (Maßeinheit: (bit/ s)/ Hz. Stimulierte Emission (Stimulated Emission): Sie entsteht, wenn in einem Halbleiter befindliche Photonen vorhandene Überschussladungsträger zur strahlenden Rekombination, das heißt zum Aussenden von Photonen, anregen. Das emittierte Licht ist in Wellenlänge und Phase identisch mit dem einfallenden Licht, es ist kohärent. Streuung (Scattering): Hauptsächliche Ursache für die Dämpfung des Lichtwellenleiters. Sie entsteht durch mikroskopische Dichtefluktuationen im Glas, die einen Teil des geführten Lichts in seiner Richtung so ablenken, dass es nicht mehr im Akzeptanzbereich des Lichtwel‐ lenleiters liegt und damit dem Signal verloren geht. Den Hauptbeitrag zur Streuung bringt die Rayleighstreuung. 270 7 Anhang <?page no="272"?> Stufenprofil (Step Index Profile): Brechzahlprofil eines Lichtwellenleiters, das durch eine kon‐ stante Brechzahl innerhalb des Kerns und durch einen stufenförmigen Abfall an der Kern-Mantel-Grenze gekennzeichnet ist. Superchannel: Flexibles Raster beim Dichten Wellenlängenmultiplex. Kleine und große Kanal‐ abstände dürfen kombiniert werden. Systemreserve (Safety Margin): Dämpfung oder Dämpfungskoeffizient, der bei der Planung von LWL-Systemen berücksichtigt werden muss. Die Systemreserve ist wegen einer möglichen Erhöhung der Dämpfung der Übertragungsstrecke während der Lebensdauer durch Alterung der Bauelemente oder durch Reparaturen erforderlich. Totalreflexion (Total Internal Reflection): Reflexion an der Grenzfläche zwischen einem optisch dichteren Medium und einem optisch dünneren Medium, wobei sich das Licht im optisch dichteren Medium ausbreitet. Der Einfallswinkel auf die Grenzfläche muss größer als der Grenzwinkel der Totalreflexion sein. Transponder: Bauelement, welches Licht einer bestimmten Wellenlänge durch optisch-elek‐ trisch-optische Wandlung in eine andere Wellenlänge transformiert. Triple Play: Gleichzeitige Übertragung von Daten, Sprache und Video. Vierwellenmischung (Four-Wave Mixing): Bildung von Mischfrequenzen (Summen, Differenzen) von Signalen an optischen Nichtlinearitäten. Tritt als Störung in Lichtwellenleitern auf (Folge: nichtlineares Nebensprechen in DWDM-Systemen). Vorlauf-LWL (Launching Fiber): Vor den zu messenden Lichtwellenleiter geschalteter Lichtwel‐ lenleiter. Wasserpeak (Water Peak): Anwachsen der Dämpfung des Lichtwellenleiters in der Umgebung der Wellenlänge 1383 nm durch Verunreinigungen des Glases mit Hydroxyl-Ionen. Wellenlänge (Wavelength): Räumliche Periode einer ebenen Welle, das heißt die Länge einer vollen Schwingung. In der optischen Nachrichtentechnik werden Wellenlängen im Bereich von 650 nm bis 1650 nm genutzt. Wellenleiter (Waveguide): Ein dielektrisches oder leitendes Medium, auf dem sich elektromagne‐ tische Wellen ausbreiten können. Wellenleiterdispersion (Waveguide Dispersion): Typische Dispersionsart des Singlemode-LWL. Sie wird durch die Wellenlängenabhängigkeit der Lichtverteilung der Grundmode auf das Kern- und Mantelglas verursacht. Wickeldorn: Vorrichtung, auf die ein Multimode-Patchkabel mit engem Radius mehrfach gewi‐ ckelt wird, um eine annähende Modengleichgewichtsverteilung zu realisieren. 271 7.3 Fachbegriffe <?page no="273"?> Register Ablageverfahren 107, 117f., 121f. Absorption 24, 96ff. Adapter 127f., 136, 139 Add/ Drop-Multiplexer 241f. aktives optisches Netz 176, 181 aktives Wellenlängenmultiplex 239 Akzeptanzkegel 12, 20 Akzeptanzwinkel 19, 47 Alterung 84, 87, 92f. Anregung 44, 129 APC-Stecker 115, 125, 144, 147f., 154 Arrayed Waveguide Grating 222f. Auflösungsvermögen 145, 147 Augensicherheit 127 Ausbreitungsgeschwindigkeit 29, 33, 40, 49, 75, 153 Ausfallwahrscheinlichkeit 66, 87-92 Bandabstand 97 Bandbreite 11, 13f., 30ff., 35, 38ff., 43ff., 51, 96, 98, 171, 173f., 176f., 181f., 184f., 188, 191f., 198, 207, 211, 213f., 217, 220, 240f., 243, 247 Bandbreite-Längen-Produkt 30ff., 35, 38ff., 43ff., 51, 192, 198, 207 Bänder 57, 97, 217f. Baumstruktur 180 Beschichtung 17, 19, 70f., 86, 92f. Beschichtungsdurchmesser 69, 94 bidirektional 101, 156, 167, 176, 179, 224, 233, 240 Biegeempfindlichkeit 46, 53, 62f., 65, 69, 163, 230 Biegeradius 26, 32, 54, 60, 62ff., 89, 91f., 127, 230 biegeunempfindlich 65 Bit 244 Bitfehlerrate 73 Bitlänge 77 Bitrate 77, 211, 244, 249 Brechung 18 Brechungsgesetz 18 Brechungsindex 33 Brechzahldifferenz 47, 151 Brechzahlprofil 11, 28f., 34f., 37, 39f., 43f., 46, 48, 63, 94 Budgetplanung 237 chromatische Dispersion 47, 50, 52, 57, 64, 72, 77, 94, 199ff., 203f., 207, 238 Coating 17, 66, 71 Dämpfung 12ff., 20-28, 31f., 38, 51f., 56-59, 62ff., 66, 68, 84, 91, 94, 107, 109, 111-115, 117, 120-125, 128ff., 133-139, 141, 144f., 147-150, 155f., 158ff., 162, 164, 167, 169, 173, 178, 189, 191, 194, 196, 200, 203, 205ff., 219f., 223f., 226f., 236f. Dämpfungsbegrenzung 13, 235 Dämpfungsbelag 21, 148 Dämpfungsbudget 178, 205f. Dämpfungsglieder 128, 194 Dämpfungsklassen 124f., 156 Dämpfungskoeffizient 21, 25, 27f., 31f., 37ff., 55, 57, 62, 68, 94, 133, 143f., 155, 194, 196f., 200, 204ff., 218, 229f., 233f. Dämpfungsmessung 129, 131f., 134, 137ff., 145, 150, 152, 155 Datenrate 27, 30, 47, 69, 77f., 80f., 101, 171ff., 185, 187f., 191f., 205f., 209-212, 215, 218, 220, 228, 233, 238, 241, 244, 247, 249 Demultiplexer 188, 205f., 211, 213, 221f., 224, 226ff., 233-236, 239, 241 depressed cladding 46, 63 Dezibel 20f., 45, 142, 146, 148, 192, 213 DFB-Laser 52, 168, 182, 192, 219, 235 Dispersion 13, 28-31, 35, 37f., 42, 49-52, 54, <?page no="274"?> 56-62, 64, 68, 77, 81, 84, 94, 191f., 198-204, 206f., 218, 224f., 228, 233f., 236, 238, 241, 244, 248 Dispersionsbegrenzung 13 Dispersionstoleranz 192, 198, 200f., 204-207 Doppelbrechung 75f. Dotierung 18, 25, 37, 42, 46, 63, 85, 140, 144 Downstream 171f., 174f., 177, 184ff. Dünnschichtfilter 221ff., 231, 235 Durchlauftest 85ff., 89-92 DWDM-over-CWDM-Technik 236 DWDM-Systeme 94, 168, 192, 215f., 223, 226, 228, 249 Dynamik 145ff., 152, 193f. ebene Stirnfläche 113 Einfaserlösung 175 Einfügeverfahren 134f., 139 eingeschlossener Strahlungsfluss 130 Einkanalübertragung 203, 226 Elastizitätsmodul 85 elektromagnetische Welle 214 Emission 96, 98 Empfänger 13f., 23, 29ff., 41, 77, 96, 98f., 129- 133, 135-138, 146, 150, 174, 176f., 188, 191ff., 195ff., 206, 213, 227, 233, 235, 240, 248f. Empfängerempfindlichkeit 191ff., 197, 235 Ereignistabelle 143, 148f., 152, 168 Ethernet Alliance 103f. Ethernet-Punkt-zu-Punkt 174 Ethernet-Transceiver 101f. Exzentrizität 117, 119, 123f., 128 Faser 17, 26, 29, 32, 44ff., 59, 62-72, 74ff., 78-81, 83-93, 99ff., 116, 118ff., 127ff., 134f., 153f., 157, 163, 165, 171, 174f., 177ff., 182, 192, 197f., 201-206, 209, 211, 222f., 225, 229, 233, 236, 240-243, 250 Faser-Bragg-Gitter 222f. Faserdehnung 85, 91 Fasererkennungsgerät 128, 139 Faserexzentrizität 120 Faserspannung 54, 84ff., 88-91 Fasertypen 56, 67, 71, 151, 162f. Faserverstärker 212, 214, 217, 225ff., 229 Fehlanpassung 109ff., 161, 164, 203 Ferrule 107f., 118f. Festigkeit 66, 71, 85, 87 Few-mode fibers 71 Fiber-to-the-Building 62, 171 Fiber-to-the-Curb 171 Fiber-to-the-Distribution-Point 171 Fiber-to-the-Home 62, 171 Frequenz 15f., 27, 31, 97, 131, 214, 216f., 229, 242 Frequenzraster 216f., 249 Fresnelreflexion 140 Geisterreflexion 144, 166f. geschlitzte Keramikhülse 107 Gigabit-Ethernet-PON 184 Gigabit Interface Converter 99 Gigabit-PON 184 Gradientenprofil-LWL 11, 13, 33-37, 108 Grenzwellenlänge 53f., 59-62, 71 Grenzwinkel 18f. Grobes Wellenlängenmultiplex 94, 205, 210, 230ff., 235 Grundmode 29, 47, 49f., 74 Gruppenbrechzahl 41f., 153f. Gruppengeschwindigkeit 40, 153 Halbleiter 96f., 105 Halbwertsbreite 43f., 52, 98, 192, 198f., 207, 219f., 238 Hauptzustände der Polarisation 74 Hertz 171 Immersion 167 Impulslänge 145ff. Impulsverbreiterung 13, 28-31, 33, 41, 43, 52, 72, 76f., 81, 84, 94, 198, 203 Impulswiederholrate 142, 145 infrarote Strahlung 15 273 Register <?page no="275"?> Isopropyl-Alkohol 127 Kanalabstand 62, 210, 213, 215f., 218, 220, 222, 230, 232, 236f., 244, 249 Kategorien 31f., 34, 37f., 44, 46, 54f., 59f., 66f. Kern 12, 17, 19f., 28f., 31f., 34-37, 39, 46-49, 53f., 59, 62f., 70, 75, 95, 116, 119, 130, 153, 222, 225 Kern-Mantel-Exzentrizität 54, 75, 116 Koeffizient der chromatischen 51f., 54, 58-62, 77, 198, 200f., 203, 218, 225 Koeffizient der Materialdispersion 42f. kohärente Detektion 201, 248 Kompensation 50, 81f., 201f., 218, 227, 233, 241, 248 Komponenten 13, 15, 27, 31, 79, 81, 115, 117, 129, 132, 176f., 184, 191, 194, 218, 224, 235, 239, 247 konfigurierbarer optischer 241 konvex 107, 112, 114 Konzentrizität 117, 119-123 Koppelverlust 108f., 144, 147, 156, 161ff. Koppelwirkungsgrad 98, 109 Kopplung 20, 76, 80, 95, 108, 110, 120, 156f., 161 Kunststoff-Lichtwellenleiter 31, 38 Längenmessung 152-155, 169 Laserdiode 27, 95f., 98, 197, 219, 226 Lawinen-Photodiode 13, 27, 95f., 98 Lebensdauer 63, 66, 68, 71, 82, 84, 87, 89-93, 95, 107, 172, 185, 224 Leistung 13, 20, 22f., 27, 29, 31, 41, 53, 62, 109ff., 127, 130, 132f., 137, 141, 145ff., 150f., 165, 168, 177, 181, 189, 192, 195, 197, 213, 227f., 240, 249 Leistungsmessung 130ff., 139 Leitungsband 97f. Lichtgeschwindigkeit 33 Lichtwellenleiter 11-14, 16f., 19f., 24-29, 31ff., 35-41, 43f., 47, 52ff., 56-62, 69, 74, 76, 85, 87, 89, 91, 93ff., 98, 104f., 109, 113, 117, 127, 129ff., 140ff., 144f., 147, 149, 151f., 156f., 159, 161, 163, 169, 171, 173-177, 191f., 195, 198f., 209-213, 218, 224f., 229f., 236, 247 Low-Water-Peak-Faser 233 Lumineszenzdiode 27, 44, 96, 98 Mach-Zehnder-Modulator 220, 247 Makrobiegeempfindlichkeit 26, 46, 48, 53f., 59f., 62, 64 Makrobiegeverluste 28, 46, 132 Makrobiegungen 26, 62 Mantel 17-20, 28, 31f., 34-37, 39, 48f., 53, 59, 63, 113, 116, 130, 214 Manteldurchmesser 31f., 39, 47, 54f., 71, 116 Maßeinheiten 212 Materialdispersion 40-43, 49ff., 58, 94, 198 Materialeigenschaften 85 Maxwell-Verteilung 76f., 84 Mehrkernfaser 72 Messbereich 147, 160 Messgenauigkeit 125, 138 Messung 23, 26, 54, 61, 66, 82, 127, 129-139, 142, 145ff., 149f., 154, 156f., 160ff., 183 Messzeit 76, 145ff., 152 Mikrobiegeverluste 25f., 28, 68 Mikrorisse 85, 87, 93 Mikroskop 127 Moden 29, 31, 33f., 44, 47, 49, 71f., 74ff., 80, 129f., 139 Moden-Controller 130, 139 Modendispersion 20, 28-31, 33, 35, 40, 43, 49f., 52, 94, 198 Modenfelddurchmesser 48, 53-56, 59-64, 66, 110f., 120, 161-164, 203 Modenfeldradius 48f., 53, 161 Modengleichgewichtsverteilung 110, 129 Modengleichverteilung 109f. Modenkopplung 76f., 81, 83 Modulation 12, 57, 69, 77f., 80f., 191, 201, 219f., 224, 233, 238, 242-247, 249 Multimode-LWL 11, 14, 20, 26f., 29f., 33f., 40, 44-52, 54, 62, 91, 102, 108ff., 117, 128ff., 133f., 274 Register <?page no="276"?> 139, 147, 150, 156, 169, 198, 210 Multiplexer 176, 205f., 211, 213, 218, 221f., 224-228, 230, 233-237, 239 Nachlauf-LWL 145, 149, 154 Nachlaufprüfschnur 132, 135f. Neper 20f. Netzstrukturen 174 nichtlineare Effekte 61, 209, 228, 240 Normen 66ff., 134f., 137, 139, 159, 183 normierte Frequenz 52f. Nulldispersionswellenlänge 51, 54f., 58f. numerische Apertur 19f., 27, 29, 31ff., 36f., 47, 53, 56, 109 NZDS-LWL 60ff., 163 OM 44ff. optische Achse 29, 36, 113, 115, 118, 120 optische Fenster 16, 26f., 38, 44, 51, 62, 218, 232 optischer Verstärker 177, 197, 210, 227 optisches Rückstreumessgerät 188 optisches Signal-zu-Rausch- 191, 229, 247 optoelektronische Bauelemente 12, 95 Parabelprofil-LWL 34f., 38ff., 47, 94, 110, 198, 207 Parameter 27f., 30, 32, 37ff., 54f., 58, 61f., 64, 68f., 76, 84, 87, 102, 107, 109, 114, 120, 123, 129, 133, 138, 140, 152, 156f., 173, 191, 198, 224, 233, 249 passives optisches Netz 176, 187 PCF-LWL 11, 32, 38f., 47, 94 PC-Stecker 113, 115, 125, 144, 166 Pegel 22f., 155, 192, 195f., 245 Pegeldiagramm 144, 195f. Pegelrelationen 193 Phasenbrechzahl 40f. Phasengeschwindigkeit 40, 97 Phasenmodulation 245ff. Photodiode 98, 131, 248 Photon 96ff., 226 physischer Kontakt 112ff. PIN-Photodiode 96, 98 Planung 61, 68, 76, 81, 191f., 207, 241 PMD-Effekt 73 PMD-Koeffizient 76, 78-84, 95, 207, 225, 241 PMD-Konstruktionswert 55, 62, 64, 69, 79, 83f. PMD-Messung 79, 82f. PMD-Wert 76ff., 81-84 polarisationserhaltende Faser 76 Polarisationsmodendispersion 49, 55f., 69, 72f., 75-82, 84, 95, 192, 198, 203, 207, 228, 241, 248 Polarisationsmultiplex 247, 249 Polarisationszustände 74, 81, 248 Polarkoordinaten 243 Polymer Cladded Fiber 11, 32 Polymethylmethacrylat 31, 38 Potenzprofil 34 Power Penalty 77, 203ff. Prägeverfahren 107, 117f., 121f. Probabilistic Constellation Shaping 250 Profildispersion 33, 35, 40, 49, 94, 198 Profilexponent 34f., 38 Punkt-zu-Multi-Punkt 175, 178, 180 Punkt-zu-Punkt 172, 176, 179ff., 187, 231, 239 Quadratur-Amplituden-Modulation 246 Quarzglas 25, 32, 37, 42, 85 Ramanverstärker 210, 225, 228ff., 240 Raster 216f., 236, 239 Raummultiplex 71, 102, 210, 212 Rayleighstreuung 25, 28, 37, 52, 59, 140, 142f., 145, 147, 156f. Receiver 99, 227 Referenzierung 23, 132-139 Referenzstecker 123, 128, 134, 136 Reflexion 108, 111ff., 115, 140, 144f., 150f., 156, 161, 165ff., 223, 230 Reflexionsdämpfung 107f., 111f., 114, 138, 144, 150, 165f. Reflexionsgrad 150 275 Register <?page no="277"?> Reflexionsklassen 124f. Reichweiten 102f., 185 relative Brechzahldifferenz 19, 35 relative Längenänderung 85 Restexzentrizität 118ff. Ringstruktur 180 Risswachstum 86f. Rotlichtquelle 128, 139 Rückstreukurve 140, 142f., 148f., 151f., 155, 157, 165-168 Rückstreumessung 66, 134, 139ff., 145, 148, 150, 152, 154, 160, 164 Sauberkeit 127, 132, 134, 136 Schielwinkel 117f., 123f., 128 Schnur 135f., 138 Sender 12, 14, 23, 41, 95, 98ff., 111, 127, 131ff., 135, 138, 150, 169, 174, 176f., 179, 188f., 191ff., 195, 198f., 206f., 213, 227, 233, 235 Short Wavelength Division Multiplex 45 Singlemode-LWL 13f., 26f., 40, 45-58, 61ff., 66ff., 71f., 74, 91, 94, 98, 102, 108, 110, 113, 117, 120, 127, 132, 134, 139, 150, 156, 161ff., 169, 171, 174, 198, 200-203, 207, 209f., 214f., 218, 222, 225, 230, 236 Small Form Factor Pluggable 99f., 104 Spannungskorrosionsempfindlichkeit 66, 88f., 91f. Spektralabstand 215 Splitter 177-180, 185, 189 spontane Emission 98, 226 Steckverbinder 107f., 111, 122, 127, 134, 137f., 165 Stift-Hülse-Prinzip 115 stimulierte Emission 98, 225 Stirnflächenkopplung 108 Streckendämpfung 13, 191-194, 200, 204ff. Streckenlänge 13, 27, 30, 43, 76, 78, 80, 94, 98, 133, 142, 145, 147, 173, 191, 194ff., 198, 200f., 204, 206f., 226ff., 235, 239 Streueffekte 24, 141 Streuung 24, 80, 158 Stufen 61, 66, 109, 147, 155f., 158f., 161-164, 169, 196 Stufenprofil 13, 17, 19, 28-32, 34, 38f., 48, 53, 94, 108, 110, 198, 207 Stufenprofil-LWL 13, 17, 19, 28-32, 39, 94, 108, 110, 198, 207 Superchannel 216f. Systemplanung 84, 191f., 203 Systemreserve 194f. Totalreflexion 11, 17-20, 27f. Totzone 161 Transceiver 99f., 103f., 131, 176, 201, 204-207, 233, 239 Transmitter 99, 227 Transponder 239 trench-assisted fiber 63 Trends 67, 105, 108, 209, 212, 225 Triple Play 171, 173, 175 TWDM-PON 182f., 186 Übertragungsstrecke 13, 95, 150, 165, 168 Umgebungsbedingungen 79, 94, 118 Upstream 172, 174, 178, 184, 188 Valenzband 97f. Verbindungstechnik 14, 27, 107f. Verdrehsicherung 114f. Verhältnis 90, 109, 129, 146, 150, 191, 213, 215, 229, 240, 244f., 247ff. Verkabelung 11, 14, 68, 75, 138, 182 Verkippung 110f., 128 Verluste 14, 24, 45, 108ff., 120, 157 Verseilzuschlag 153f. Videomikroskop 127 Vierwellenmischung 59, 241 Vorlauf-LWL 129, 149 Vorlaufprüfschnur 132, 135, 139, 154, 165, 168 Vorwärtsfehlerkorrektur 233, 240, 245, 249 Wasserpeak 25, 56f., 94, 210, 225, 234, 236 WDM-PON 172, 187ff., 210 276 Register <?page no="278"?> Weibull-Diagramm 88 Weibullexponent 88f. Wellenlänge 15, 25-29, 35, 38, 41f., 45ff., 49, 51, 53f., 56, 58, 61, 64, 67, 76f., 96ff., 101, 110, 120f., 131, 133, 174f., 178f., 186-189, 194, 199f., 206f., 210, 214, 219, 221, 223f., 226, 229ff., 233, 236, 240, 247 Wellenlängenbelegung 182f., 233f. Wellenlängenmultiplex 11, 13, 24, 27, 45, 56, 62, 101f., 173, 176, 182, 186f., 205f., 210-213, 216, 218, 222, 230f., 233, 238-241 Wellenlängenmultiplex-PON 187 Wellenleiter 56, 223 Wellenleiterdispersion 48-51, 53, 58, 94, 198 Wickeldorn 130, 139 Wideband Multimode Fiber 44 Zeitmultiplex 177, 185f., 210f. Zero-Water-Peak 57, 233 Zugspannung 85ff., 89ff., 94 Zweifaserlösung 174f. Zweikomponentenferrule 119 277 Register <?page no="279"?> Abbildungsverzeichnis Bild 1.1: Prinzip der optischen Informationsübertragung . . . . . . . . . . . . . . . . 12 Bild 1.2: Das Spektrum der elektromagnetischen Wellen . . . . . . . . . . . . . . . . 16 Bild 1.3: Struktur des Lichtwellenleiters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 Bild 1.4: Aufbau der LWL-Faser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 Bild 1.5: Änderung der Strahlrichtung zwischen zwei Medien . . . . . . . . . . . . 18 Bild 1.6: Totalreflexion im Stufenprofil-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 Bild 1.7: Akzeptanzkegel beim Multimode-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 Bild 1.8: Dämpfungskoeffizient eines Lichtwellenleiters mit Wasserpeak als Funktion der Wellenlänge und typische Dämpfungseffekte . . . . . . 25 Bild 1.9: Links Stufenprofil-LWL und rechts Brechzahlprofil . . . . . . . . . . . . . 28 Bild 1.10: Impulsverbreiterung und -überlappung entlang des Lichtwellenleiters zu verschiedenen Zeiten. Dargestellt sind die einzelnen Impulse und das resultierende Signal. . . . . . . . . . . . . . . . . 30 Bild 1.11: Links Gradientenprofil-LWL und rechts Brechzahlprofil . . . . . . . . . 34 Bild 1.12: Potenzprofile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 Bild 1.13: Strahlenverlauf im Gradientenprofil-LWL (radialer Schnitt) . . . . . . 36 Bild 1.14: Verringerung der numerischen Apertur mit wachsendem Radius beim Gradientenprofil-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 Bild 1.15: Vergleich herkömmlicher 200 µm-PCF-LWL (Stufenprofil) (a) mit PCF-LWL mit reduziertem Kerndurchmesser und Gradientenprofil (b) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39 Bild 1.16: Impulsverbreiterung durch Materialdispersion . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 Bild 1.17: Spektraler Verlauf der Gruppenbrechzahl von Quarzglas . . . . . . . . 42 Bild 1.18: Koeffizient der Materialdispersion als Funktion der Wellenlänge für undotiertes und dotiertes Quarzglas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 Bild 1.19: Bandbreite-Längen-Produkt als Funktion der Wellenlänge (Quelle: nach [1.1]) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 Bild 1.20: Brechzahlprofil des biegeunempfindlichen Multimode-LWL . . . . . . 46 <?page no="280"?> Bild 1.21: Akzeptanzwinkel, Kern- und Manteldurchmesser verschiedener LWL-Typen: (a) Kunststoff-LWL, (b) 200 µm-PCF-LWL, (c) 62,5 μm-LWL, (d) 50 μm-LWL, (e) Singlemode-LWL . . . . . . . . . . . . . 47 Bild 1.22: Links Wellenausbreitung im Singlemode-LWL und rechts Brechzahlprofil . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 Bild 1.23: Ausbreitung der Grundmode im Singlemode-LWL bei unterschiedlichen Wellenlängen (λ 1 < λ 2 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 Bild 1.24: Koeffizient der chromatischen Dispersion D CD , der Materialdispersion D MAT und der Wellenleiterdispersion D WEL in Abhängigkeit von der Wellenlänge . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 Bild 1.25: Spektrale Eigenschaften des Singlemode-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 Bild 1.26: Optische Bänder des Singlemode-LWL und Dämpfungsverlauf verschiedener LWL-Typen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57 Bild 1.27: Koeffizient der chromatischen Dispersion D CD , der Materialdispersion D MAT und der Wellenleiterdispersion D WEL als Funktion der Wellenlänge des dispersionsverschobenen Lichtwellenleiters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 Bild 1.28: Typischer Verlauf des Koeffizienten der chromatischen Dispersion eines NZDS-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60 Bild 1.29: Brechzahlprofile zur Verringerung der Biegeempfindlichkeit . . . . . 63 Bild 1.30: Reduktion des Beschichtungs-Durchmessers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 Bild 1.31: Ausbildung unterschiedlicher Moden in der Faser . . . . . . . . . . . . . . 72 Bild 1.32: Mehrkernfaser mit vier Kernen (Quelle: Fibercore Ltd.) . . . . . . . . . . 72 Bild 1.33: Räumliche Darstellung des zeitlichen Verlaufs der elektromagnetischen Welle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74 Bild 1.34: Polarisationszustände in Abhängigkeit von der Phasendifferenz . . 74 Bild 1.35: Ursachen der Polarisationsmodendispersion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75 Bild 1.36: Laufzeitdifferenz zwischen zwei orthogonal schwingenden Moden 75 Bild 1.37: Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion f(Δτ) der Differenzgruppenlaufzeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77 Bild 1.38: Differenzgruppenlaufzeit eines Abschnittes und von Strecken bestehend aus 20 bzw. 100 Abschnitten (Quelle: SIECOR) . . . . . . . . 84 279 Abbildungsverzeichnis <?page no="281"?> Bild 1.39: Prinzip des Durchlauftests mit der „Eigengewichtsmaschine“ (Quelle: Dätwyler) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 Bild 1.40: Mikrorisse auf der Faseroberfläche (Quelle: Dätwyler) . . . . . . . . . . 87 Bild 1.41: Kumulative Ausfallwahrscheinlichkeit als Funktion der Faserspannung für zwei unterschiedliche Fasern, dargestellt im Weibull-Diagramm (doppelt logarithmische Darstellung) . . . . . . 88 Bild 1.42: Lebensdauer von einem Kilometer Faserlänge nach [1.5] . . . . . . . . 90 Bild 1.43: Dehnung der Faser durch Biegung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91 Bild 1.44: Lebensdauer bei sehr geringen Biegeradien [1.6] . . . . . . . . . . . . . . . 93 Bild 1.45: Kopplung Sender an den Lichtwellenleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95 Bild 1.46: Elektrooptische Wechselwirkungen in einem Halbleiter . . . . . . . . . 97 Bild 1.47: Bidirektionale Übertragung über eine Faser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101 Bild 1.48: Entwicklung der Übertragungsgeschwindigkeiten . . . . . . . . . . . . . . 103 Bild 1.49: Vergleich verschiedener Transceiver-Bauformen . . . . . . . . . . . . . . . 104 Bild 2.1: Physischer Kontakt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 107 Bild 2.2: Fehlanpassung Kerndurchmesser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 Bild 2.3: Fehlanpassung numerische Aperturen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 Bild 2.4: Fehlanpassung Brechzahlprofile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110 Bild 2.5: Fehlanpassung Modenfelddurchmesser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111 Bild 2.6: Ebene Oberfläche . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 Bild 2.7: physischer Kontakt (PC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 Bild 2.8: unterbrochener physischer Kontakt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113 Bild 2.9: Schrägschliffstecker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113 Bild 2.10: APC/ HRL-Stecker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 114 Bild 2.11: Verdrehsicherung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115 Bild 2.12: Stift-Hülse-Prinzip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115 Bild 2.13: Kern-Mantel-Exzentrizität . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 Bild 2.14: Schwankungen der Manteldurchmesser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 Bild 2.15: Unterschiedliche Lage der Klebezonen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 280 Abbildungsverzeichnis <?page no="282"?> Bild 2.16: Exzentrizitäten durch Toleranzen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 117 Bild 2.17: Sektor, in dem die Exzentrizitäten abgelegt werden . . . . . . . . . . . . . 118 Bild 2.18: Zweikomponentenferrule von DIAMOND . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119 Bild 2.19: Erster Prägeschritt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119 Bild 2.20: Beobachtung der Konzentrizität . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119 Bild 2.21: Zweiter Prägeschritt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 120 Bild 2.22: Steckerdämpfung in Abhängigkeit von extrinsischen Verlusten . . . 121 Bild 2.23: Steckerdämpfung in Abhängigkeit vom Konfektionierverfahren . . 122 Bild 3.1: Wickeldorne (Quelle: Fluke) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129 Bild 3.2: Moden-Controller von Arden Photonics (Quelle: Opternus GmbH) 130 Bild 3.3: Prinzip der optischen Leistungsmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131 Bild 3.4: Einfügeverfahren B; oben: Referenzierung; Mitte und unten: Messung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 135 Bild 3.5: Oben: Referenzierung mit einer Schnur; unten: Messung . . . . . . . . 136 Bild 3.6: Oben: Referenzierung mit zwei Schnüren; unten: Messung . . . . . . . 136 Bild 3.7: Oben: Referenzierung mit drei Schnüren; unten: Messung . . . . . . . 137 Bild 3.8: Prinzip der Rückstreumessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141 Bild 3.9: Rückstreukurve: . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 142 Bild 3.10: Rückstreukurve mit typischen Ereignissen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 Bild 3.11: Ermittlung des Dämpfungskoeffizienten aus dem Abfall der Rayleighstreuung (L 1 und L 2 : Orte der Cursors, P 1 und P 2 zugehörige gestreute Leistungen) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 Bild 3.12: Reales Rückstreudiagramm (Quelle: Wavetek) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 146 Bild 3.13: Ereignistabelle bei Auswertung mit Software von EXFO . . . . . . . . . 149 Bild 3.14: Längenmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 155 Bild 3.15: Messung einer Dämpfung (a) ohne bzw. (b) mit Reflexion . . . . . 156 Bild 3.16: Kopplung zweier Lichtwellenleiter mit identischer Rayleighstreuung schlechter Spleiß . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 156 Bild 3.17: Kopplung zweier Lichtwellenleiter mit unterschiedlicher Rayleighstreuung, idealer Spleiß . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 281 Abbildungsverzeichnis <?page no="283"?> Bild 3.18: Negative bzw. positive Stufe in Vorwärtsbzw. Rückwärtsrichtung 158 Bild 3.19: Entstehung negativer und positiver Stufen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 158 Bild 3.20: Verschiedene Relationen zwischen Dämpfungen und Parametertoleranzen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 160 Bild 3.21: Mischung G.652 - G.657 - G.652 (Quelle: Opternus GmbH) . . . . . . 164 Bild 3.22: Anordnung zur Simulation von Geisterreflexionen . . . . . . . . . . . . . 165 Bild 3.23: Entstehung des Geistes auf der Rückstreukurve . . . . . . . . . . . . . . . . 166 Bild 3.24: (a) Geisterreflexion, (b) Steckerreflexion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 167 Bild 3.25: (a) Stecker mit hoher Reflexion, (b) Reflexion reduziert: Geist verschwunden . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 167 Bild 3.26: Mehrfachreflexionen und Auswirkungen auf die Rückstreukurve . 168 Bild 4.1: Erhöhung der Datenraten nach Nielsen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172 Bild 4.2: Triple Play über zwei Fasern EP2P („Zweifaserlösung“) . . . . . . . . . . 175 Bild 4.3: Triple Play über eine Faser EP2P („Einfaserlösung”) . . . . . . . . . . . . . 175 Bild 4.4: Signalaufteilung beim aktiven optischen Netz . . . . . . . . . . . . . . . . . . 176 Bild 4.5: Signalaufteilung beim passiven optischen Netz . . . . . . . . . . . . . . . . . 177 Bild 4.6: Links downstream: TDM; rechts upstream: TDMA . . . . . . . . . . . . . . 178 Bild 4.7: Passives optisches Netz, eine Faser je Teilnehmer . . . . . . . . . . . . . . . 178 Bild 4.8: Passives optisches Netz (PON), zwei Fasern je Teilnehmer . . . . . . . 179 Bild 4.9: PON, zwei Fasern je Teilnehmer, separate Übertragung von Video 179 Bild 4.10: Mischung Punkt-zu-Punkt und Punkt-zu-Multi-Punkt . . . . . . . . . . . 180 Bild 4.11: Ringstruktur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 180 Bild 4.12: modifizierte Baumstruktur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 180 Bild 4.13: Dezentrales Splitterkonzept . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 181 Bild 4.14: Wellenlängenbelegung bei FTTx . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 183 Bild 4.15: Paralleler Betrieb von GPON und XG-PON . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 186 Bild 4.16: Übertragung mehrerer Wellenlängen über ein passives optisches Netz (schematisch) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 187 Bild 4.17: P2P WDM-PON schematisch . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 189 282 Abbildungsverzeichnis <?page no="284"?> Bild 4.18: Vergleich der FTTx-Varianten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 190 Bild 4.19: Datenraten FTTx-Varianten (Auswahl) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 190 Bild 5.1: Beziehungen zwischen den Pegeln von Sender und Empfänger . . . 193 Bild 5.2: Systemreserve in Abhängigkeit von der Streckenlänge . . . . . . . . . . 195 Bild 5.3: Pegeldiagramm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 196 Bild 5.4: Impulsverbreiterung durch unterschiedliche Geschwindigkeiten der Farbanteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 198 Bild 5.5: Koeffizienten der chromatischen Dispersion in Abhängigkeit von der Wellenlänge . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 199 Bild 5.6: Dämpfung und chromatische Dispersion in Abhängigkeit von der Streckenlänge . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 200 Bild 5.7: Kompensation der chromatischen Dispersion mit einer DCF . . . . . 202 Bild 5.8: Datenblatt einer dispersionskompensierenden Faser (Quelle: Fujikura) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 202 Bild 6.1: Entwicklung der Datenrate in Abhängigkeit von der Zeit . . . . . . . . 209 Bild 6.2: Zwei Wege zum hochbitratigen System . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 211 Bild 6.3: Trends der optischen Nachrichtenübertragung (Quelle: nach COMMSCOPE) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 212 Bild 6.4: Prinzip des Dichten Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 213 Bild 6.5: Wirkungsweise eines Monitorpunktes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 214 Bild 6.6: Kanalabstand als Funktion des Spektralabstandes . . . . . . . . . . . . . . . 215 Bild 6.7: Beispiele für flexibles Raster Frequenzen in THz; Bezugsfrequenz rot (Quelle: ITU-T G.694.1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 217 Bild 6.8: Aufbau der Laserdiode für DWDM-Anwendungen . . . . . . . . . . . . . . 219 Bild 6.9: Wirkungsweise Mach-Zehnder-Modulator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 220 Bild 6.10: Wirkungsweise des Multiplexers/ Demultiplexers . . . . . . . . . . . . . . . 221 Bild 6.11: Multiplexer/ Demultiplexer aus Dünnschichtfiltern . . . . . . . . . . . . . 222 Bild 6.12: Richtungstrennung beim FBG mit optischen Zirkulatoren . . . . . . . 222 Bild 6.13: Wirkungsweise des optischen Zirkulators . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 223 Bild 6.14: Funktionsweise des Arrayed Waveguide Gratings . . . . . . . . . . . . . . 223 283 Abbildungsverzeichnis <?page no="285"?> Bild 6.15: Interferenz der Wellenfronten am Ausgang des AWG . . . . . . . . . . . 224 Bild 6.16: Aufbau des Faserverstärkers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 225 Bild 6.17: Vergleich elektrischer mit optischer Verstärkung . . . . . . . . . . . . . . . 226 Bild 6.18: Unterschiedliche Anordnung Verstärker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 228 Bild 6.19: Kombination Ramanverstärker mit Faserverstärker (Hybrid Raman-EDFA) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 229 Bild 6.20: Prinzip des Groben Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 231 Bild 6.21: Auskopplung einzelner Wellenlängen aus einem optischen Ring . . 232 Bild 6.22: Vergleich der Wellenlängenbereiche . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 232 Bild 6.23: Empfohlene Wellenlängen in Abhängigkeit von der Anzahl der Kanäle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 234 Bild 6.24: Wellenlängendrift des Lasers und Durchlassbereich des Filters . . . 235 Bild 6.25: Wellenlängenraster bei CWDM-over-DWDM-Technik . . . . . . . . . . 237 Bild 6.26: Wirkungsweise Transponder (Quelle: nach Fiber Optics Solutions) 239 Bild 6.27: Beispiel für Dichtes Wellenlängenmultiplex für vier Kanäle bidirektional (Quelle: nach FS Deutschland) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 240 Bild 6.28: Wirkungsweise konfigurierbarer optische Add/ Drop-Multiplexer (Quelle: nach ADVA) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 242 Bild 6.29: Grafische Darstellung der komplexen Amplitude in Polarkoordinaten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 243 Bild 6.30: Vergleich RZmit NRZ-Modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 243 Bild 6.31: Pegel bei der PAM-4-Modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 245 Bild 6.32: Q-I-Diagramme verschiedener Modulationsverfahren . . . . . . . . . . . 245 Bild 6.33: Rote Kurve: Verschiebung der Phase um π (180°) gegenüber der blauen Kurve . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 245 Bild 6.34: Q-I-Diagramme verschiedener Modulationsverfahren . . . . . . . . . . . 246 Bild 6.35: Höherwertige Quadratur-Amplituden-Modulation . . . . . . . . . . . . . . 246 Bild 6.36: Kohärente Signalmischung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 248 Bild 6.37: Streckenlängen und Datenraten in Abhängigkeit vom Modulationsformat und der Symbolrate (nach: Fibre Systems Winter 2018, Seite 13) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 250 284 Abbildungsverzeichnis <?page no="286"?> Tabellenverzeichnis Tab. 1.1: Beispiele für Dämpfungskoeffizienten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 Tab. 1.2: Kategorien von Multimode-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 Tab. 1.3: Klassifikation des Gradientenprofil-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 Tab. 1.4: Typische Parameter des 50 µm-LWL (DIN EN 60793-2-10, Kategorie A1a) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 Tab. 1.5: Typische Parameter des 62,5 µm-LWL (DIN EN 60793-2-10, Kategorie A1b) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 Tab. 1.6: Typische Parameter von PCF-LWL mit Parabelprofil . . . . . . . . . . . . . . 39 Tab. 1.7: Modale Bandbreite der OM1bis OM5-Faser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 Tab. 1.7: Vergleich Vierkanalübertragung über OM3-, OM4bzw. OM5-Faser . 45 Tab. 1.8: Klassifikation der Kategorien der OM2-, OM3- und OM4-Faser . . . . . . 46 Tab. 1.9: Spezifikation der Makrobiegeempfindlichkeit nach DIN EN 60793-2-10 46 Tab. 1.10: Unterschiede zwischen G.652.A, G.652.B, G.652.C und G.652.D . . . . . . 55 Tab. 1.11: Kategorisierung Dämpfungskoeffizienten entsprechend DIN EN 50173-1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 Tab. 1.12: Unterschiede zwischen G.655.C, G.655.D und G.655.E . . . . . . . . . . . . . . 60 Tab. 1.13: Vergleich wichtiger Parameter verschiedener NZDS-LWL (G.655) mit dem Standard-Singlemode-LWL (G.652) für die Wellenlänge 1,55 µm . 61 Tab. 1.14: Zulässige Dämpfungen der G.657.A-Faser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64 Tab. 1.15: Zulässige Dämpfungen der G.657.B3-Faser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 Tab. 1.16: Vergleich der Unterkategorien . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 Tab. 1.17: Kategorien Singlemode-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67 Tab. 1.18: Vergleich der Dämpfungskoeffizienten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68 Tab. 1.19: Längenbegrenzung durch Polarisationsmodendispersion . . . . . . . . . . . 69 Tab. 1.20: Vergleich der Biegeempfindlichkeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69 Tab. 1.21: Spezifikation Beschichtungs-Durchmesser nach DIN EN IEC 60793-2-50 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 <?page no="287"?> Tab. 1.22: Maximal zulässige PMD-Werte und -Koeffizienten für unterschiedliche Datenraten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 Tab. 1.23: An älteren Fasern gemessene PMD-Koeffizienten und berechnete realisierbare Streckenlängen in km in Abhängigkeit von der Häufigkeit (Quelle: [1.3] T-Systems). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 Tab. 1.24: Maximal realisierbare Streckenlänge in Abhängigkeit von der Datenrate und dem PMD-Koeffizient bei NRZ-Modulation . . . . . . . . . 80 Tab. 1.25: Typische PMD-Werte von Bauelementen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81 Tab. 1.26: Lebensdauer in Abhängigkeit von der relativen Faserspannung . . . . . 90 Tab. 1.27: Ausfallwahrscheinlichkeit in Abhängigkeit vom Radius 15 mm… 30 mm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91 Tab. 1.28: Ausfallwahrscheinlichkeit in Abhängigkeit vom Radius 5 mm…15 mm 92 Tab. 1.29: Interfacetypen 1 Gbit/ s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100 Tab. 1.30: Reichweiten nach Ethernet-Standard IEEE 802.3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 Tab. 2.1: Vergleich der optischen Parameter bei korrekter und verschmutzter Verbindung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 114 Tab. 2.2: Maximale Dämpfung für 1310 nm und 1550 nm bei Mischung von 0,1 dB-Steckern unterschiedlicher Technologien . . . . . . . . . . . . . . . . . . 123 Tab. 2.3: Dämpfungsklassen (1310 nm, 1550 nm) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 Tab. 2.4: Reflexionsklassen (1310 nm, 1550 nm) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 125 Tab. 2.5: Sinnvolle Kombinationen der Dämpfungs- und Reflexionsklassen . . . 125 Tab. 3.1: Vergleich verschiedener Normen zur Dämpfungsmessung an Leitungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 137 Tab. 3.2: Messgenauigkeit in Abhängigkeit von der Anzahl der Schnüre und der Verwendung von Referenzsteckern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138 Tab. 3.3: Größenordnungen typischer reflektierender Ereignisse . . . . . . . . . . . . 150 Tab. 3.4: Empfohlene Gruppenbrechzahlen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 153 Tab. 3.5: Koppelverluste a und Stufen a 12 , a 21 in Abhängigkeit von den Modenfelddurchmessern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 162 Tab. 3.6: Koppelverluste zwischen Standard-Singlemode-LWL und NZDS-LWL 163 Tab. 3.7: Stufen im Rückstreudiagramm zwischen Standard-SM- und NZDS-LWL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163 286 Tabellenverzeichnis <?page no="288"?> Tab. 3.8: Vergleich der beiden Beispiele . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 166 Tab. 4.1: Übertragungszeiten in Abhängigkeit von der Datenrate . . . . . . . . . . . . 173 Tab. 4.2: Normen passive optische Netze nach FTTH Handbook, Edition 8, D&O Committee, 13/ 02/ 2018. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 183 Tab. 5.1: Koeffizienten der chromatischen Dispersion in Abhängigkeit vom Fasertyp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 199 Tab. 5.2: Abschnittslängen bis STM-64 (10 Gbit/ s) G.652-Faser . . . . . . . . . . . . . . 204 Tab. 6.1: Genormte Frequenzen und Wellenlängen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 216 Tab. 6.2: Bänder der Standard-Singlemodefaser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 218 Tab. 6.3: Vergleich der Eigenschaften von Multiplexer/ Demultiplexer . . . . . . . . 224 Tab. 6.4: Beispiele für Streckenlängen bei Verwendung von Standard-Singlemode-Fasern und unidirektionaler Übertragung nach ITU-T G.695 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 233 Tab. 6.5: Vergleich Grobes mit Dichtem Wellenlängenmultiplex . . . . . . . . . . . . . 238 Tab. 6.6: Vergleich der Parameter verschiedener Modulationsverfahren (Quelle: nach Fujitsu) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 249 287 Tabellenverzeichnis <?page no="289"?> MITEINANDER VERKABELN. 57439 Eberlein_L-5743.indd 2 57439 Eberlein_L-5743.indd 2 26.07.21 09: 38 26.07.21 09: 38 <?page no="290"?> Dieter Eberlein Grundlagen der Lichtwellenleitertechnik Studienausgabe Grundlagen der Lichtwellenleitertechnik Eberlein Dies ist ein utb-Band aus dem expert verlag. utb ist eine Kooperation von Verlagen mit einem gemeinsamen Ziel: Lehr- und Lernmedien für das erfolgreiche Studium zu veröffentlichen. utb-shop.de QR-Code für mehr Infos und Bewertungen zu diesem Titel Die moderne Kommunikations- und Informationstechnik verlangt immer größere Übertragungsbandbreiten und verstärkungsfrei überbrückbare Streckenlängen. Die Anforderungen an die Störsicherheit wachsen bei steigenden Störpegeln. Diese teilweise gegensätzlichen Forderungen können nur durch Nachrichtenübertragung mit Lichtwellenleitern (LWL) gut erfüllt werden. Das Buch gibt eine Einführung in die Lichtwellenleitertechnik. Der Stoff wird theoretisch fundiert aufbereitet, dann wird der Bogen gespannt bis hin zu konkreten praktischen Beispielen und Anwendungen. Die Leser können den Stoff unmittelbar auf ihre Problemstellungen anwenden. Viele neue Entwicklungen wurden berücksichtigt, wie aktuelle Normen, neue Fasertypen, Fiber-to-the-Home/ Building, neue Aspekte bei der lösbaren und nichtlösbaren Verbindungstechnik sowie Trends der optischen Nachrichtenübertragung. Elektrotechnik | Technik Ingenieurwissenschaften ,! 7ID8C5-cfhedj! ISBN 978-3-8252-5743-9 57439 Eberlein_L-5743.indd 1 57439 Eberlein_L-5743.indd 1 26.07.21 09: 38 26.07.21 09: 38